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數據處理裝置和方法.pdf

摘要
申請專利號:

CN201010196280.X

申請日:

2010.06.03

公開號:

CN101945077B

公開日:

2015.01.14

當前法律狀態:

有效性:

法律詳情: 授權|||實質審查的生效IPC(主分類):H04L 27/26申請日:20100603|||公開
IPC分類號: H04L27/26 主分類號: H04L27/26
申請人: 索尼公司
發明人: 高蘭姆·豪森·阿斯加迪
地址: 日本東京都
優先權: 2009.06.03 GB 0909590.2
專利代理機構: 北京康信知識產權代理有限責任公司 11240 代理人: 余剛;吳孟秋
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法律狀態
申請(專利)號:

CN201010196280.X

授權公告號:

101945077B||||||

法律狀態公告日:

2015.01.14|||2012.07.11|||2011.01.12

法律狀態類型:

授權|||實質審查的生效|||公開

摘要

數據處理裝置和方法。從在重復時間幀內包括信令OFDM符號和一個或多個數據承載OFDM符號的OFDM符號檢測和恢復數據的接收機。接收機包括信令和保衛檢測器,包括相關器,包括:第一和第二分支,分別包括第一或第二移動平均濾波器,分別通過在移動窗口內對多個前同步碼或后同步碼相關樣本的值取平均形成前同步碼或后同步碼平均相關樣本,多個樣本分別在對應于后同步碼或前同步碼時間長度的移動窗口內被取平均;組合器,組合平均前同步碼和后同步碼相關樣本以形成輸出相關樣本。后處理檢測器能以更高精度檢測信令OFDM符號和從其中心導出的同步點。接收機可結合DVB-T2應用于檢測P1符號。

權利要求書

1: 一種用于從正交頻分復用 OFDM 符號檢測和恢復數據的接收機, 所述 OFDM 符號在一 重復時間幀內包括一信令 OFDM 符號和一個或多個數據承載 OFDM 符號, 所述信令 OFDM 符號 包括前同步碼保衛間隔和后同步碼保衛間隔, 所述前同步碼保衛間隔和后同步碼保衛間隔 是通過在時域中從所述信令 OFDM 符號的有用部分拷貝樣本來形成的, 所述接收機包括 : 解調器, 該解調器在操作上被布置為檢測表示所述 OFDM 符號的信號并且在時域中生 成所述 OFDM 符號的采樣版本, 信令和保衛檢測器, 該信令和保衛檢測器包括相關器, 該相關器包括 : 第一分支, 該第一分支從所述信令 OFDM 符號的前同步碼形成前同步碼相關樣本, 并且 包括第一移動平均濾波器, 該第一移動平均濾波器被布置成通過在一移動窗口內對多個所 述前同步碼相關樣本的值取平均來形成前同步碼平均相關樣本, 所述多個前同步碼相關樣 本是在與所述后同步碼的時間長度 (Tb) 相對應的移動窗口內被取平均的, 第二分支, 該第二分支從所述信令 OFDM 符號的后同步碼形成后同步碼相關樣本, 并且 包括第二移動平均濾波器, 該第二移動平均濾波器被布置成通過在一移動窗口內對多個所 述后同步碼相關樣本的值取平均來形成后同步碼平均相關樣本, 所述多個后同步碼相關樣 本是在與所述前同步碼的時間長度 (Tc) 相對應的移動窗口內被取平均的, 組合器, 該組合器被布置成組合經取平均的前同步碼相關樣本和經取平均的后同步碼 相關樣本, 以形成輸出相關樣本, 以及 后處理檢測器, 該后處理檢測器被布置成從所述輸出相關樣本檢測所述信令 OFDM 符 號, 以識別出所述幀的能夠識別所述數據承載 OFDM 符號的定時。
2: 如權利要求 1 所述的接收機, 其中, 所述后處理檢測器在操作上被布置成通過將相 關輸出樣本與一閾值相比較以識別輸出相關值的峰值來檢測所述信令 OFDM 符號, 并且根 據先前接收到的輸出相關樣本來適應性地修改所述閾值的值。
3: 如權利要求 2 所述的接收機, 其中, 所述后處理檢測器包括一濾波器, 該濾波器被布 置成對于一預定的持續時間形成所述輸出相關樣本的平均值, 以形成自適應閾值。
4: 如權利要求 3 所述的接收機, 其中, 所述濾波器是漏桶濾波器。
5: 如權利要求 2 所述的接收機, 其中, 所述后處理檢測器包括第三移動平均濾波器, 該 第三移動平均濾波器被布置成接收所述輸出相關樣本并通過在多個所述輸出相關樣本的 預定窗口內對所述輸出相關樣本的值取平均來形成平均樣本, 由所述第三移動平均濾波器 產生的經取平均的樣本被饋送到用于形成自適應閾值的濾波器。
6: 如權利要求 1 所述的接收機, 其中 所述相關器的第一分支和第二分支在所述第一移動平均濾波器和第二移動平均濾波 器之前分別包括第三移動平均濾波器和第四移動平均濾波器, 該第三移動平均濾波器和第 四移動平均濾波器各自被布置成在一移動窗口內從相應的多個所述前同步碼相關樣本和 后同步碼相關樣本形成平均樣本, 所述多個前同步碼相關樣本和后同步碼相關樣本對應于 所述窗口的時間長度 (TR), 以便減小連續波干擾。
7: 如權利要求 1 所述的接收機, 其中 所述第一分支包括 : 第一延遲元件, 該第一延遲元件被布置成將所述 OFDM 符號的樣本 的一個版本延遲一與所述前同步碼的時間長度 (Tc) 相對應的量 ; 以及第一乘法器, 該第一 乘法器被布置成將接收到的 OFDM 符號的樣本與從所述第一延遲元件接收的所述 OFDM 符號 2 的經延遲的樣本相乘, 相乘的樣本之一被取共軛, 以形成前同步碼相關輸出樣本, 并且 所述第二分支包括 : 第二延遲元件, 該第二延遲元件被布置成將所述 OFDM 符號的樣本 的一個版本延遲一與所述后同步碼的時間長度 (Tb) 相對應的量 ; 以及第二乘法器, 該第二 乘法器被布置成將接收到的 OFDM 符號的樣本與來自所述第二延遲元件的所述 OFDM 符號的 經延遲的樣本相乘, 相乘的樣本之一被取共軛, 以形成后同步碼相關樣本。
8: 一種從正交頻分復用 OFDM 符號檢測和恢復數據的方法, 所述 OFDM 符號在一重復時 間幀內包括一信令 OFDM 符號和一個或多個數據承載 OFDM 符號, 所述信令 OFDM 符號包括前 同步碼保衛間隔和后同步碼保衛間隔, 所述前同步碼保衛間隔和后同步碼保衛間隔是通過 在時域中從所述信令 OFDM 符號的有用部分拷貝樣本來形成的, 所述方法包括 : 檢測表示所述 OFDM 符號的信號, 在時域中生成所述 OFDM 符號的采樣版本, 從所述信令 OFDM 符號的前同步碼形成前同步碼相關樣本, 通過在一移動窗口內對多個所述前同步碼相關樣本的值取平均來形成前同步碼平均 相關樣本, 所述多個前同步碼相關樣本是在與所述后同步碼的時間長度 (Tb) 相對應的移 動窗口內被取平均的, 從所述信令 OFDM 符號的后同步碼形成后同步碼相關樣本, 通過在一移動窗口內對多個所述后同步碼相關樣本的值取平均來形成后同步碼平均 相關樣本, 所述多個后同步碼相關樣本是在與所述前同步碼的時間長度 (Tc) 相對應的移 動窗口內被取平均的, 組合經取平均的前同步碼相關樣本和經取平均的后同步碼相關樣本, 以形成輸出相關 樣本, 以及 從所述輸出相關樣本檢測所述信令 OFDM 符號, 以識別出所述幀的能夠識別所述數據 承載 OFDM 符號的定時。
9: 如權利要求 8 所述的方法, 其中, 所述檢測包括 : 將相關輸出樣本與一閾值相比較以識別輸出相關值的峰值, 以及 根據先前接收到的輸出相關樣本來適應性地修改所述閾值的值。
10: 如權利要求 9 所述的方法, 其中, 所述檢測包括 : 利用一濾波器進行濾波, 該濾波器被布置成對于一預定的持續時間形成所述輸出相關 樣本的平均值, 以形成自適應閾值。
11: 如權利要求 10 所述的方法, 其中, 所述濾波器是漏桶濾波器。
12: 如權利要求 10 所述的方法, 其中, 所述檢測包括 : 接收所述輸出相關樣本, 以及 通過在多個所述輸出相關樣本的預定窗口內對所述輸出相關樣本的值取平均來形成 平均樣本, 通過由所述濾波器濾波產生的經取平均的輸出相關樣本用來形成自適應閾值。
13: 如權利要求 8 所述的方法, 其中形成所述前同步碼相關樣本包括在形成所述前同 步碼平均相關樣本之前對所述前同步碼相關樣本進行濾波, 并且形成所述后同步碼相關樣 本包括在形成所述后同步碼平均相關樣本之前對所述后同步碼相關樣本進行濾波, 每個濾 波被布置成在一移動窗口內從相應的多個所述前同步碼相關樣本和后同步碼相關樣本形 成平均樣本, 所述多個前同步碼相關樣本和后同步碼相關樣本對應于所述窗口的時間長度 3 (TR), 以便減小連續波干擾。
14: 一種接收裝置, 包括 : 解調器, 該解調器在操作上被布置為檢測表示 OFDM 符號的信號并且在時域中生成所 述 OFDM 符號的采樣版本, 所述 OFDM 符號在一重復時間幀內包括一信令 OFDM 符號和一個或 多個數據承載 OFDM 符號, 所述信令 OFDM 符號包括前同步碼保衛間隔和后同步碼保衛間隔, 所述前同步碼保衛間隔和后同步碼保衛間隔是通過在時域中從所述信令 OFDM 符號的有用 部分拷貝樣本來形成的, 信令和保衛檢測器, 該信令和保衛檢測器包括相關器, 該相關器包括 : 第一分支, 該第一分支從所述信令 OFDM 符號的前同步碼形成前同步碼相關樣本, 并且 包括第一移動平均濾波器, 該第一移動平均濾波器被布置成通過在一移動窗口內對多個所 述前同步碼相關樣本的值取平均來形成前同步碼平均相關樣本, 所述多個前同步碼相關樣 本是在與所述后同步碼的時間長度 (Tb) 相對應的移動窗口內被取平均的, 第二分支, 該第二分支從所述信令 OFDM 符號的后同步碼形成后同步碼相關樣本, 并且 包括第二移動平均濾波器, 該第二移動平均濾波器被布置成通過在一移動窗口內對多個所 述后同步碼相關樣本的值取平均來形成后同步碼平均相關樣本, 所述多個后同步碼相關樣 本是在與所述前同步碼的時間長度 (Tc) 相對應的移動窗口內被取平均的, 組合器, 該組合器被布置成組合經取平均的前同步碼相關樣本和經取平均的后同步碼 相關樣本, 以形成輸出相關樣本, 以及 后處理檢測器, 該后處理檢測器被布置成從所述輸出相關樣本檢測所述信令 OFDM 符 號, 以識別出所述幀的能夠識別所述數據承載 OFDM 符號的定時。
15: 如權利要求 14 所述的接收裝置, 其中, 所述組合器包括 : 延遲元件, 用于將所述前 同步碼平均相關樣本延遲一與所述信令 OFDM 符號的有用部分相對應的量 ; 以及乘法器, 該 乘法器將經延遲的前同步碼平均相關樣本和所述后同步碼平均相關樣本相乘。
16: 如權利要求 14 所述的接收裝置, 其中, 所述 OFDM 符號是根據 DVB-T2 標準形成的, 并且所述信令 OFDM 符號是 P1 符號。
17: 如權利要求 14 所述的接收裝置, 其中, 所述 OFDM 符號是根據 DVB-T2 標準形成的, 并且所述信令 OFDM 符號是 P1 符號。
18: 如權利要求 14 所述的接收裝置, 其中, 所述接收機是電視接收機。
19: 如權利要求 1 所述的接收機, 其中, 所述 OFDM 符號是根據 DVB-T2 標準形成的, 并且 所述信令 OFDM 符號是 P1 符號。
20: 如權利要求 1 所述的接收機, 其中, 所述接收機是電視接收機。

說明書


數據處理裝置和方法

    【技術領域】
     本發明涉及用于從正交頻分復用 (OFDM) 符號中檢測和恢復數據的接收機和方 法, 所述符號在一重復時間幀內包括一信令 OFDM 符號 (signaling OFDM symbol) 和一個或 多個數據承載 OFDM 符號 (databearing OFDM symbol)。背景技術
     存在許多利用正交頻分復用 (OFDM) 來傳輸數據的無線電通信系統的示例。例如, 被布置為根據數字視頻廣播 (DVB) 標準操作的系統就利用了 OFDM。OFDM 可被概括描述為 提供 K 個被并行調制的窄帶副載波 ( 其中 K 是整數 ), 每個副載波傳輸一經調制的數據符 號, 例如正交幅度調制 (OAM) 符號或正交相移鍵控 (QPSK) 符號。副載波的調制在頻域中形 成, 并被變換到時域中以便發送。 由于數據符號是在副載波上并行傳輸的, 所以相同的經調 制符號可能在每個副載波上被傳輸達較長的一段時間, 該時間可能長于無線電信道的相干 時間。副載波被同時并行調制, 以使得組合起來經調制的載波形成 OFDM 符號。OFDM 符號因 此包括多個副載波, 其中每一個被同時調制以不同的調制符號。
     為了幫助接收機處對數據的檢測和恢復, 一些利用 OFDM 的通信系統包括信令 OFDM 符號, 用來提供信令信息, 并且還提供一種用于檢測時分幀 (time divided frame) 的 定時的工具, 該信令 OFDM 符號隨后被重復。 時分幀可在該幀內的預定位置處包括信令 OFDM 符號和數據承載 OFDM 符號, 這些符號隨后在下一個和后續的幀中被重復。因此, 通過檢測 信令 OFDM 符號, 接收機可以與幀內的 OFDM 符號的重復樣式同步, 因此可以正確地識別幀中 的預定位置處的數據承載 OFDM 符號。
     信令 OFDM 符號被設計為幫助接收機對信令 OFDM 符號的檢測。對 于 DVB-T2 的 示 例, 如 “Digital Video Broadcasting(DVB) ; Frame structure, channel coding and modulation for a second generation digital terrestrialtelevision broadcasting system(DVB-T2)” , Draft ETSI EN 302 755, Version1.1.1-0.2, October 2008 中記載的, P1 信令 OFDM 符號被布置為包括前同步碼保衛間隔 (pre-amble guard interval) 和后同 步碼保衛間隔 (post-ambleguard interval), 前同步碼和后同步碼保衛間隔是通過從信令 OFDM 符號的有用部分拷貝樣本來形成的。用于檢測 P1 OFDM 符號的推薦技術在 “Digital Video Broadcasting(DVB) ; Implementation guidelines for a secondgeneration digital terrestrial television broadcasting system(DVB-T2)” , DraftETSI TR 102 831, Version 0.7.6, September 2008 中公開。
     雖然是被設計來幫助接收機處的檢測的, 但在存在諸如多徑、 加性白高斯噪聲和 模擬干擾 ( 利用連續波干擾來建模 ) 之類的典型傳送擾動的情況下, 在接收機處檢測信令 OFDM 符號可能存在技術問題。 發明內容
     根據本發明的一個方面, 提供了一種用于從正交頻分復用 (OFDM) 符號檢測和恢復數據的接收機。OFDM 符號在一重復時間幀內包括一信令 OFDM 符號和一個或多個數據承 載 OFDM 符號, 信令 OFDM 符號包括前同步碼保衛間隔和后同步碼保衛間隔, 前同步碼保衛間 隔和后同步碼保衛間隔是通過在時域中從信令 OFDM 符號的有用部分拷貝樣本來形成的。 接收機包括 :
     解調器, 該解調器在操作上被布置為檢測表示 OFDM 符號的信號并且在時域中生 成 OFDM 符號的采樣版本, 以及
     信令和保衛檢測器。該信令和保衛檢測器包括相關器, 該相關器包括 :
     第一分支, 該第一分支從信令 OFDM 符號的前同步碼形成前同步碼相關樣本, 并且 包括第一移動平均濾波器, 該第一移動平均濾波器被布置成通過在一移動窗口內對多個前 同步碼相關樣本的值取平均來形成前同步碼平均相關樣本, 多個前同步碼相關樣本是在與 后同步碼的時間長度 (Tb) 相對應的移動窗口內被取平均的,
     第二分支, 該第二分支從信令 OFDM 符號的后同步碼形成后同步碼相關樣本, 并且 包括第二移動平均濾波器, 該第二移動平均濾波器被布置成通過在一移動窗口內對多個后 同步碼相關樣本的值取平均來形成后同步碼平均相關樣本, 多個后同步碼相關樣本是在與 前同步碼的時間長度 (Tc) 相對應的移動窗口內被取平均的, 組合器, 該組合器被布置成組合經取平均的前同步碼相關樣本和經取平均的后同 步碼相關樣本, 以形成輸出相關樣本, 以及
     后處理檢測器, 該后處理檢測器被布置成從輸出相關樣本檢測信令 OFDM 符號, 以 識別出幀的能夠識別數據承載 OFDM 符號的定時。
     本發明的實施例能夠提供了用于從包括保衛間隔作為前同步碼和后同步碼的 OFDM 符號指示信息 ( 例如 P1 符號的存在、 P1 位置以及精細頻率偏移估計 ) 的精確技術。 P1 符號可根據 DVB-T2 標準來布置。相關器具有通過對來自前同步碼的樣本進行相關來形 成前同步碼相關樣本的第一分支和通過對來自后同步碼的樣本進行相關來形成后同步碼 相關樣本的第二分支。在這第一和第二分支中的每一個中, 包括了分別被匹配到后同步碼 和前同步碼保衛間隔的時間長度的移動平均濾波器。即, 按照在一滑動窗口內被取平均以 形成平均樣本的樣本數目而言, 移動平均濾波器的時間長度對應于被兩個分支中的另一個 處理的 “保衛間隔” ( 類似于保衛間隔, 但它們是部分 A 的分開且經移動的拷貝 ) 的時間長 度。結果, 已經發現, 在存在接收機處存在的典型擾動的情況下, 輸出相關值提供了更好的 限定峰。這樣, 可以提高從信令 OFDM 符號識別出定時或同步點的精度, 從而通過提高識別 OFDM 符號及其在幀中的位置的精度, 而改進了所恢復的數據的完善性。
     另外, 在其他示例性實施例中, 后處理器從相關器接收從組合的后同步碼和前同 步碼相關輸出樣本形成的輸出相關樣本, 并且適應性地修改一閾值, 該閾值用于檢測同步 點, 同步點表示認為檢測到了信令 OFDM 符號的點。作為在每個分支中包括分別被匹配到相 反分支的前同步碼和后同步碼的保衛間隔的移動平均濾波器的技術和由后處理器執行的 適應性閾值檢 測的組合, 提供了精確且可靠地評估對信令 OFDM 符號的檢測的改進, 因此 可用于更可靠且精確地改進接收機的完善性, 從而改進所恢復的數據的完善性。 另外, 該方 案在估計精細頻率偏移值時提供了改善的性能。
     本發明的其他方面和特征在所附權利要求中限定, 并在以下對示例性實施例的描 述中說明。
     在一些實施例中, OFDM 符號是根據諸如 DVB-T、 DVB-T2、 DVB-H 或 DVB-C2 之類的數 字視頻廣播標準來傳送的。
     本發明的其他方面提供了從正交頻分復用 (OFDM) 符號恢復數據的方法。 附圖說明 現在將參考附圖僅以示例方式描述本發明的實施例, 附圖中相似的部件用相同的 標號來標識, 其中 :
     圖 1 是例如可結合 DVB-T2 標準使用的 OFDM 發送機的示意性框圖 ;
     圖 2 是根據 DVB-T2 標準的超幀結構的示意性圖示 ;
     圖 3 是例如可結合 DVB-T 或 DVB-T2 標準使用的 OFDM 接收機的示意性框圖 ;
     圖 4 是作為 DVB-T2 標準的一部分生成的 P1 信令 OFDM 符號的示意性框圖 ;
     圖 5 是示出 DVB-T2 標準的 P1 符號的保衛前同步碼和后同步碼間隔的示意性框 圖;
     圖 6 是 P1 符號的活動載波的示意性圖示 ;
     圖 7a 是 DVB-T2 標準的多個超幀的示意性框圖 ; 圖 7b 是當針對理想情況對 P1 符 號進行相關時相對于時間的相關幅度的例示性圖線 ; 并且圖 7c 是針對更典型接收環境的 相對于時間的信號幅度的例示性圖線 ;
     圖 8 是根據實現指南可用在針對 DVB-T2 標準的接收機內的保衛和信令檢測器內 的相關器的示意性框圖 ;
     圖 9 提供了相對于時間的信號幅度的多個圖線, 這些圖線示出了圖 8 所示的相關 器的各個分支內的相關功能 ;
     圖 10 是示出在存在信道偽影的情況下圖 8 的相關器的輸出處相對于時間的可能 相關幅值的圖形圖線的圖解表示, 其與檢測標志對時間的圖線對齊 ;
     圖 11 是形成根據本技術的信令和 P1 檢測器的一部分的相關器的示意性框圖 ;
     圖 12 是示出在圖 11 所示的相關器的各個分支的每一個中相對于時間的相關值的 示意性圖線, 并且圖 13 示出了其中分支被對齊并且其輸出被組合的相應圖線 ;
     圖 14 是示出接收相關器的輸出并且利用適應性閾值生成 P1 檢測標志的后處理器 的示意性框圖 ;
     圖 15 是圖 14 中出現的峰檢測組件的示意性圖示 ;
     圖 16 是相關輸出的絕對值和為了解決錯誤峰挑選而在多個樣本上取平均的相關 輸出的絕對值的相對于時間的信號幅度的示例性圖線 ;
     圖 17 是出現在圖 11 所示的相關器內的若干個信號的相對于時間的信號值的圖線 的示意性圖形表示 ;
     圖 18 示出了與圖 17 所示的相對應、 但針對相關器的一個不同分支的相應圖線 ;
     圖 19 示出了相關器的輸出的相對于時間的信號值的圖形圖線的快照 ;
     圖 20 是相關器的輸出處的相對于時間的信號幅度以及由圖 14 所示的后處理功能 內的適應性閾值處理器生成的閾值的示例性圖線 ;
     圖 21 是離散時間樣本的信號幅度對時間的示例性圖線, 其提供圖 20 所示的圖線 的一個區間的放大視圖 ;
     圖 22 是針對單個路徑, 相對于若干個樣本, 對于示例性測試情況, 相關器的輸出 的相位或幅角的示例性圖線, 其中示出了 P1 符號的檢測標志 ;
     圖 23 是相對于單路徑信道的信道沖擊響應示出的 DVB-T2 傳輸流的超幀內的 P1 符號的示意性表示 ;
     圖 24a 提供了用于正確檢測 P1 符號的通過率相對于單路徑信道的信 號噪聲比的 示例性圖線 ; 圖 24b 是相位誤差的估計相對于利用 P1 符號為單路徑信道提供的精細頻率偏 移的檢測的示例性圖線 ; 圖 24c 提供了 P1 符號的檢測的位置誤差的均值和標準偏差相對于 圖 23 中示出的單路徑信道的信號噪聲比的示例性圖線 ;
     圖 25 是示出 DVB-T2 傳送流的 P1 符號的符號流的示意性表示, 其示出了雙路徑信 道的位置精度的表示 ;
     圖 26a、 26b、 26c 提供了與圖 24a、 24b、 24c 所示的圖線相對應的針對雙路徑信道的 相應表示 ;
     圖 27 是示出包括 P1 和 P2 符號的 DVB-T2 符號流的示意性表示, 其是相對于包括 三路徑信道的信道沖擊響應示出的 ;
     圖 28a、 28b、 28c 提供了與圖 24a、 24b、 24c 所示的圖線相對應的針對圖 27 所示的 三路徑信道的圖形圖線 ; 圖 29a、 29b、 29c 提供了與圖 24a、 24b、 24c 所示的圖線相對應的針對單路徑信道的 33dB 的信號噪聲比的相應圖線 ;
     圖 30a、 30b、 30c 提供了與圖 24a、 24b、 24c 所示的圖線相對應的針對雙路徑信道的 相應圖線 ; 并且
     圖 31a、 31b、 31c 示出了與圖 29a、 29b、 29c 所示的圖線相對應的針對三路徑信道的 相應圖線。
     具體實施方式
     在下面的段落中參考根據 DVB-T2 標準操作的接收機來描述本發明的示例性實施 例, 但應當認識到, 本發明的實施例也可應用到其他 DVB 標準, 并且實際上也可應用到其他 利用 OFDM 的通信系統。OFDM 系統可用于在物理層或其他物理介質 ( 例如線纜 ) 上傳輸 OFDM 符號。
     圖 1 提供了 OFDM 發送機的示例性框圖, 該 OFDM 發送機可用于例如根據 DVB-T、 DVB-H、 DVB-T2 或 DVB-C2 標準來發送視頻圖像和音頻信號。 在圖 1 中, 節目源生成要被 OFDM 發送機發送的數據。 視頻編碼器 2 以及音頻編碼器 4 和數據編碼器 6 生成要發送的視頻、 音 頻和其他數據, 這些數據被饋送到節目復用器 10。節目復用器 10 的輸出形成帶有傳 輸視 頻、 音頻和其他數據所需的其他信息的復用流。復用器 10 在連接信道 12 上提供流。可能 存在許多這樣的復用流, 它們被饋送到不同的分支 A、 B 等等。為了簡單, 只描述了分支 A。
     如圖 1 所示, OFDM 發送機 20 在復用器適應和能量散布塊 22 處接收該流。復用器 適應和能量散布塊 22 隨機化數據并將適當的數據饋送到前向差錯校正編碼器 24, 該編碼 器對流執行差錯校正編碼。比特交織器 26 被提供來對經編碼的數據比特進行交織, 這些比 特對于 DVB-T2 的示例而言是 LDCP/BCH 編碼器輸出。 比特交織器 26 的輸出被饋送到比特到 星座映射器 28, 該映射器將比特群組映射到調制方案的星座點上, 該調制方案將用于傳達經編碼的數據比特。比特到星座映射器 28 的輸出是表示實數分量和虛數分量的星座點標 簽。取決于所使用的調制方案, 星座點標簽表示從兩個或更多個比特形成的數據符號。這 些數據符號可被稱為數據信元 (data cell)。這些數據信元通過時間交織器 30, 該時間交 織器的效果是對從多個 LDPC 碼字產生的數據信元進行交織。
     這些數據信元與由圖 1 中的分支 B 等等產生的經由其他信道 31 的數據信元一起 被幀構建器 32 所接收。幀構建器 32 隨后將許多數據信元形成要在 OFDM 符號上傳達的序 列, 其中一個 OFDM 符號包括若干個數據信元, 每個數據信元被映射到副載波之一上。副載 波的數目將取決于系統的操作模式, 操作模式可包括 1k、 2k、 4k、 8k、 16k 或 32k 之一, 其中每 一個例如根據以下表格提供一種不同的副載波數目 :
     模式 數據副載波 1K 853 2K 1705 4K 3409 8K 6913 16K 13921 32K 27841
     每種模式的副載波的最大數目
     在每個 OFDM 符號中要攜帶的數據信元的序列隨后被傳遞到符號交織器 33。OFDM 符號隨后由 OFDM 符號構建器塊 37 生成, 該構建器塊引入從導頻和嵌入信號形成器 36 饋送 來的導頻和同步信號。OFDM 調制器 38 隨后在時域形成 OFDM 符號, 該 OFDM 符號被饋送到用 于生成符號之間的保衛間隔的保衛插入處理器 40, 然后被饋送到數模轉換器, 然后被饋送 到 RF 前端 44 內的 RF 放大器, 以便最終由 OFDM 發送機從天線 46 廣播。
     幀格式
     對于 DVB-T2 系統, 每個 OFDM 符號的副載波的數目可依據導頻和其他預留載波的 數目而變。根據 DVB-T2 標準的 “超幀 “的示例性圖示在圖 2 中示出。
     從而, 在 DVB-T2 中, 與 DVB-T 中不同, 用于攜帶數據的副載波的數目不是固定的。 廣播業者可從 1k、 2k、 4k、 8k、 16k、 32k 中選擇操作模式之一, 其中每種操作模式對每 OFDM 符號的數據提供一定范圍的副載波, 這些模式中的每一個的最大可用量分別是 1024、 2048、 4096、 8192、 16384、 32768。在 DVB-T2 中, 物理層幀由許多 OFDM 符號構成。通常, 幀開始于 前同步碼或 P1 符號, 如圖 2 所示, 其提供與 DVB-T2 部署的配置有關的信令信息, 其中包括 對模式的指示。P1 符號之后是一個或多個 P2 OFDM 符號 64, 這些符號之后跟隨著若干個攜 帶凈荷的 OFDM 符號 66。物理層幀的結尾由幀關閉符號 (FCS)68 來標記。對于每種操作模 式, 副載波的數目對于每類符號可以不同。另外, 根據是否選擇了帶寬擴展、 是否使能了音 調預留以及根據已經選擇了哪個導頻副載波樣式中的每一種, 副載波的數目可以變化。這 樣, 很難概括成每 OFDM 符號特定數目個副載波。
     接收機
     圖 3 提供了可結合本技術使用的接收機的示例性圖示。 如圖 3 所示,OFDM 信號被 天線 100 接收, 并且被調諧器 102 檢測, 并被模數轉換器 104 轉換成數字形式。保衛間隔去 除處理器 106 從接收到的 OFDM 符號中去除保衛間隔, 然后利用快速傅立葉變換 (FFT) 處理器 108 結合信道估計器和校正器 110 以及嵌入信令解碼單元 111 來從 OFDM 符號中恢復數 據。經解調的數據被從解映射器 112 恢復, 并被饋送到符號解交織器 114, 該符號解交織器 進行操作以實現接收到的數據符號的反向映射, 以再生成數據已解交織的輸出數據流。類 似地, 比特解交織器 116 逆轉比特交織器 26 執行的比特交織。圖 3 所示的 OFDM 接收機的 其余部分被提供來實現差錯校正解碼 118, 以校正差錯并且恢復源數據的估計。
     DVB-T2 中的 P1 符號
     本發明的實施例可應用來檢測信令 OFDM 符號, 例如可用于獲取通信系統的幀結 構的同步和檢測的那種符號, 比如 DVB-T2 系統的 P1 OFDM 符號。
     根據 DVB-T2 標準, 重復的 OFDM 符號的幀的開始由短 P1 符號來指示, 如圖 4 所 示。P1 符號攜帶的信息包括兩種類型的 7 比特數據字段 : 第一類 ( 與 P1 的 S1 比特相 關聯 ) 是區分前同步碼格式 ( 因此區分幀類型 ) 所需的 ; 第二類幫助接收機迅速表征 基 本 發 送 參 數。 以 下 的 表 1、 2 和 3 總結了根據 “Digital Video Broadcasting(DVB) ; Frame structure, channelcoding and modulation for a second generation digital terrestrial televisionbroadcasting system(DVB-T2)” , Draft ETSI EN 302 755, Version 1.1.1-0.2, October 2008 中公開的針對 DVB-T2 標準的規定, 由 P1 符號攜帶的信 令。
     S1 000 001010 011 100 101 110 111前同步碼格式 /P2 類型 T2_SISO T2_MISO預留描述 前同步碼是 T2 前同步 碼, 并且 P2 部分是以 其 SISO 格式發送的 前同步碼是 T2 前同步 碼, 并且 P2 部分是以其 MISO 格式發送的 這些組合可用于將來的 有定義 的未來系統 系統, 包括既含 T2 幀 也含 FEF 部分的系統, 以及本文檔中沒
     表1: P1 信令 : S1 字段 [1]
     表2: P1 信令 : S2 字段 1( 對于 T2 前同步碼類型, S1 = 00x)[1] S2 XXX0 XXX1 含義 不混合 混合 描述 當前發送中的所有前同步碼都與此前同步碼 是相同類型的 發送了不同類型的前同步碼, 在每一超幀中 包括至少一個 T2 前導步 (S1 字段= 00x)S1 XXX XXX
     表 3 : P1 信令 : S2 字段 2[1]P1 符號被仔細地構造以提供用于迅速檢測 DVB-T2 信號的簡單且健壯的機制以及 快速頻率鎖定機制 ( 精細和粗略頻率偏移 )。
     對 于 P 1 檢 測 , 在“ D i g i t a l V i d e o B r o a d c a s t i n g ( D V B ) ; Implementationguidelines for a second generation digital terrestrial television broadcastingsystem(DVB-T2)” , Draft ETSI TR 102 831, Version 0.7.6, September 2008 中提供了一種推薦。 然而, 如將要說明的, 該推薦的檢測技術在一些接收環境中可能產 生非最優的性能。
     P1 符號具有四個主要用途, 即:
     ·使得接收機能夠迅速判定 ( 例如, 在新位置處的頻帶掃描期間 ) 特定 RF 信道是 否包含 DVB-T2 信號。( 如果不包含, 則它可以繼續嘗試另一信道, 或者針對其他服務 ( 例 如, DVB-T) 檢查同一信道 )。
     · 將前同步碼本身識別為 T2 前同步碼。( 注意, 信號可包含 T2 幀和未來擴展幀 (FEF) 時段兩時。)。
     ·示意對前同步碼的剩余部分解碼以及隨后對主凈荷解碼所需的一些發送參數。 尤其地, P1 公開了發送的 FFT 模式。雖然發送的保衛間隔仍然未知并且必須被確定, 但是 可能性數目的減少對于減短檢測時間是有用的。
     ·使得接收機能夠檢測和校正頻率和定時同步。
     P1 符號的體系結構已被設計得健壯, 以使得接收機能夠在有挑戰性的狀況中以最 低限度的開銷對 P1 符號解碼。因此, 用于 DVB-T2 的 P1 被設計有以下特征 :
     1. 對抗干擾的保衛 : 預期 P1 符號在極為不利的情況中也能被正確接收和解碼。 為 P1 選擇固定的短長度 ( 為了效率 ) 意味著符號間干擾可能發生, 但卻是可以容忍的, 因為調 制和編碼被設計為在非常低的信號噪聲比下操作。 ( 添加到主 1K 符號的左部 C 的長度不足 以完全吸收信道對先前數據符號的響應 ( 參見即將描述的圖 5))。
     1K 符號的開頭和結尾處的兩個部分 C 和 B 的存在改善了對抗誤檢測 和漏檢測的 健壯性, 否則的話誤檢測和漏檢測可能在存在信道的長延遲回聲 ( 即使是相反符號 (sign) 的 ) 或者偽造信號 ( 比如像連續波干擾那樣 ) 的情況下發生。
     2. 在沒有關于信道的知識的情況下接收 : 由于其載波分布, P1 可在接收機被調諧 到標稱中心頻率時被正確恢復。實際上, 在 8MHz 系統的情況下, 符號支持相對于帶寬中心 的高達 ±500kHz 的偏移。符號的峰均功率比 (PAPR) 已被優化, 以使其接收更好, 盡管任何 AGC 環路尚不穩定。 3. 偏移校正能力 : 在初始化任務內, P1 符號可用于獲得接收機的粗略時間同步, 以及針對分數和整載波移動, 檢測 ( 并隨后校正 ) 相對于其標稱中心帶寬的任何頻率偏差。
     4. 信令的健壯性 : 在 P1 內傳達的信令是經 DBPSK 調制的。已經確信這個保衛即 使在負值的 SNR 下也足以恢復 P1 信令信息。
     P1 符號的結構
     P1 符號 (2048 樣本長 ) 是基于 1K OFDM 符號的, 其中在符號的前端和后端處存在 經頻率移動的重復。整個符號在 8MHz 系統中持續 224μs, 包括有用部分 “A” (1024 個樣 本 ) 加上兩個 “類保衛間隔” 區間 “C” (542 個樣本 ) 和 “B” (482 個樣本 )。在 1K 符號的 853 個有用載波中, 只有 384 個被使用 ( 開始于載波 44, 結束于載波 809), 留下其他的被設 定為零。被使用的載波占用了從標稱的 7.61MHz 信號帶寬的中間起的大約 6.83MHz 頻帶。 符號的設計使得即使對于 500KHz 的最大頻率偏移, 大部分活動載波仍保持在 7.61MHz 帶寬 內。這樣, 在存在重大頻率偏移的情況下, 仍能恢復 P1 符號。然而, 對 P1 符號的檢測的優 化仍然是一個技術問題。
     P1 符號的檢測
     如以下段落中將要說明的, 本技術提供了對作為例如用在 DVB-T2 內的 OFDM 符號 的信令符號的 P1 符號的可靠且健壯的檢測。
     如圖 4 所示, DVB-T2 幀 60 包括 P1 符號 62 和 P2 符號 64, 以及用于 攜帶數據的其 他 OFDM 符號 66。然而, 比圖 2 所示的圖示更進一步, 圖 4 提供了由 P1 符號 62 和 P2 符號 64 提供的 L1 信令數據結構的圖示。如圖 4 所示, P1 符號 62 包括 P1 信令數據 62.1, 而 P2 符號 64 包括在前信號 64.1 和后信號 64.2 中提供的兩部分 L1 信令數據。L1 后信令數據被 示為提供若干個數據字段, 其中包括可配置數據 65、 動態字段 67、 擴展字段 69 以及循環冗 余校驗字段 71、 以及填充符號 73。
     本技術提供了用于通過檢測 P1 符號的存在來精確檢測超幀結構的定時的布置。 P1 符號在 DVB-T2 符號流中提供了了 OFDM 符號的 FFT 大小。這樣, 對 P1 符號的可靠檢測是 正確檢測 DVB-T2 符號流的其余部分的先決條件。為此, P1 符號流被提供以前同步碼和后 同步碼保衛間隔, 如圖 5 所示。
     如圖 5 所示并且如上所述, P1 符號 62 包括前同步碼保衛間隔 162 和后同步碼保 衛 164。前同步碼和后同步碼保衛間隔是通過拷貝并循環移動被表示為部分 A 的突發 166 的有用部分來形成的。在圖 5 中, 后同步碼保衛間隔被標注為 “B” , 并且前同步碼保衛間隔 被標注為 “C” 。如圖 5 所示, 除了從突發 A 166 的有用部分拷貝符號樣本之外, 還引入了 fSH 的相位旋轉。除了后同步碼和前同步碼保衛間隔之外, P1 符號還包括減少了數目的活動載 波, 以便增大正確檢測到 P1 符號的可能性。
     圖 6 示出了與 7.61 兆赫茲的總帶寬相比的 6.83 兆赫茲帶寬內的載波。從而, 活 動載波 168 與用較小高度 170 示出的未用載波相比較。
     P1 處理可被認為是包括兩個任務, 即檢測和確證。P1 檢測旨在實現以下目標 :
     ·檢測 P1 符號的存在
     ·為粗略時間同步設定參考
     ·設定用于校正分數 (±0.5 載波間距 ) 頻率偏移的幅角。
     P1 確證提供以下信息 :
     · 其確認所接收到的 1K 符號是 P1 符號。這意味著頻域中的功率是根據為 P1 符號 指定的分布序列來分布的。
     ·其報告和校正載波偏移的整數, 其中功率的分布已被局部化。
     根據本技術, 信號和保衛檢測器被布置為將后同步碼和前同步碼保衛間隔與來自 OFDM 符號的有用部分 (A) 的樣本互相關, 以便生成同步標志, 針對該同步標志可以識別出 超幀內的其他 OFDM 符號的定時。圖 7a 示出了與圖 2 所示相對應的兩個示例性超幀 60, 其 具有 P1 符號 62 和 P2 符號 64。根據實現指南, 通過對后同步碼和前同步碼保衛間隔進行互 相關, 獲得如圖 7b 所示的相對于時間的相關輸出信號幅度圖線。從而, 理想情況下, 相關值 中的峰與 P1 符號的結尾相一致。由于 P1 符號還提供 FFT 大小, 所以將會認識到, 在識別出 P1 符號的結尾之后, 就可在超幀內相應地定位超幀內的其余 OFDM 符號。從而, 在圖 7b 中, 針對理想情況, 每個示例性相關輸出值 174 的放大視圖被再次示為放大的視圖 176。因此, 將會認識到, 對于此示例, 識別 P1 符號的結尾的最優定時點 176 是相對簡單的。然而, 在實 際中, 將在存在模擬干擾、 加性白高斯噪聲以及多路徑的情況下接收到根據 DVB-T2 標準的 OFDM 符號的流。這樣, 在實際中, 根據按實現指南實現的傳統相關器的相關的輸出可能例 如如圖 7c 所示, 其對應于圖 7b 所示的示例, 提供了相對于時間的信號樣本值的圖線。從圖 7c 中可見, 多路徑和噪聲的存在具有使相關值失真的效果, 其效果是示例性圖線 178 不再 具有可根據其來導出 P1 符號的同步的清楚限定的最大值。從而, 如放大視圖 180 中所示, 示出 P1 符號的中心的樣本點 182 可在值的范圍 184 內。
     除了識別 P1 符號的正確位置之外, 從 P1 符號導出的相關定時還用于識別精細頻 率偏移, 該精細頻率偏移提供了相位偏移, 以確保 OFDM 符號落在接收機的頻帶內。從而, 定 時間隔 182 還提供了識別相位偏移的點, 如相對于時間或樣本點的相位的另一圖線 186 所 示。如圖 7c 所示, 定時點 182 將會標識出所接收的信號樣本中的精細頻率偏移, 該精細頻率偏移隨后可在檢測器內用于調整 OFDM 符號的所接收副載波信號的頻域位置。
     本技術因此旨在解決在存在諸如加性白高斯噪聲、 連續波干擾和多路徑之類的典 型擾動的情況下盡可能精確地識別 P1 符號結尾的最優同步點的技術問題。在下面的段落 中將說明解決方案。
     根據實現指南的 P1 檢測器
     圖 8 提 供 了 根 據 在“ D i g i t a l V i d e o B r o a d c a s t i n g ( D V B ) ; Implementationguidelines for a second generation digital terrestrial television broadcastingsystem(DVB-T2)” , Draft ETSI TR 102 831, Version 0.7.6, September 2008 中提供的 DVB-T2 實現指南的用于檢測 P1 符號的相關器的示例性圖示。如圖 5 所示, “C” 和 “B” 片段是 “A” 的一些部分的經頻率移動的重復, 因此在接收器處需要執行相反的操 作。圖 9 示出了基于在實現指南中規定的經修改的開窗相關的 P1 符號檢測的可能場景。
     如圖 8 所示, 保衛和信令檢測器 106 的來自模數轉換器 104 的輸入在信道 200 上 提供, 該信道 200 將各個信號樣本饋送到相應乘法器 202、 204 的第一輸入。第一乘法器的 第二輸入接收相位偏移, 該相位偏移使所接收的信號樣本向下移動 2πfSH, 以作為如圖 5 所 示在形成后同步碼 B 時提供的相位旋轉的逆反。第一乘法器 202 的輸出隨后被饋送到第三 乘法器 206。第三乘法器 206 的第二輸入接收輸入的信號樣本, 但這些信號樣本被延遲元 件 208 延遲了一個與后同步碼的長度相等的量 TB。從而, 第三乘法器形成了將第一分支上 的 P1 符號的信號樣本相對于后同步碼進行相關的相關輸出, 因為這些信號樣本被延遲了 量 TB。在第二輸入處接收的信號樣本是共軛的, 以提供傳統的相關乘法。
     第三乘法器 206 的輸出隨后被饋送到移動平均濾波器 210, 其在持續時間 TR 上取 平均, 其輸出被饋送到最終乘法器 212 的第一輸入。 最終乘法器 212 的第二輸入由形成前同 步碼保衛時段 TC 的相關輸出的第二上分支提供。因此, 到第二乘法器 204 的第二輸入的是 從經由第二延遲元件 214 從被向下移的輸入信號樣本 202 的輸出接收的信號樣本, 其中第 二延遲元件 214 被設定為將所接收的信號樣本延遲一個與后同步碼保衛間隔時段 TC 相等 的量。經延遲的信號樣本值被饋送到第二乘法器 204 的第二輸入, 其中應用了共軛值, 以便 在第二乘法器 204 的輸出處形成相關樣本值。對于圖 8 所示的相關器的上半部分, 提供了 另一移動平均濾波器 216, 其同樣在窗口時段 TR 上對樣本取平均。移動平均濾波器 216 的 輸出隨后經由另一延遲元件 218 被饋送到最終乘法器 212 的第二輸入, 其中延 遲元件 218 將信號樣本延遲一個與 P1 符號的有用部分的持續時間 TA 相等的量。
     在圖 8 中, 頻率移動 fSH 是在發送機處被應用到 P1 符號的區間 C 和 B 的頻率移動, 并且對應于包括 P1 符號的區間 A 的 1K OFDM 符號的載波間距。 TA、 TB 和 TC 分別對應于 1024、 482 和 542 個樣本, 即 P1 符號的區間 A、 B 和 C 的長度。
     延遲元件 TC 和 TB 與相關聯的乘法器和移動平均濾波器一起各自分別形成檢測部 分 C 和 B 中的信號中的經頻率移動的重復的電路 ( 大致稱為 “相關器” ) 的一部分。延遲元 件 TA 使這兩個 “相關器” 的輸出在時間上對齊。
     TR 被選擇為 fSH 的倒數, 因此對應于 1024 個樣本周期, 與 TA 相同。這個選擇以下 述方式與所規定的 fSH 交互 : 其消除了兩個相關器的輸出處的不合需要的復常數項, 否則連 續波干擾或某些其他不合需要的相關條件可能會導致這些復常數項。
     在這樣選擇了 TR 的情況下, 對于簡單的高斯信道, “相關器” 輸出是復數脈沖, 其幅值是底寬為 (TA+TX)、 斜邊為持續時間 TX 并且頂寬為 (TA-TX) 的梯形脈沖, 其中 TX 對于兩個 相關器分別取 TC 或 TB 的值, 如圖 8 所示。上方分支 216 和下方分支 210 中的移動平均濾波 器被布置為在一段持續時間 TR 上對信號樣本取平均, 該段持續時間等于連續波干擾值的 預期持續時間, 從而使得在該連續波的時段上, 干擾的總和為零。
     兩個分支的相關器輸出的幅角都包含關于精細頻率偏移的信息, 但也包含下移振 蕩器的未知任意相位 ( 相對于發送機而言 )。 通過如圖所示將兩個相關器脈沖相乘, 消除了 未知任意相位的影響。最終輸出脈沖的幅角可被示為與頻率偏移的 “精細” 成分成比例。
     圖 9 示出了在不存在加性白高斯噪聲、 連續波干擾和多路徑的情況下, 對于完美 信道, 圖 8 所示的實現指南的相關器的操作。在圖 9 中, 對于上方分支 C 222 和下方分支 B 224 示出了 P1 符號 220 的相對定時的效果。分支 C 的乘法器 204 的輸出的效果從上方分 支 C 的相對于時間的信號樣本值的圖線 226 和下方分支 B 的相對于時間的信號樣本值的圖 線 228 示 出。上方和下方分支的輸出值圖線在第二圖線 226.1、 228.1 中還以它們在被延 遲元件 218 延遲之后將會出現的形式被表示為疊加的, 并且在被最終乘法器 212 組合之后, 產生另一圖線 230。
     當在相關器輸出 219 中執行脈沖檢測或峰檢測以識別 P1 符號的結尾時, 需要設定 精確的閾值以避免誤檢測。在存在多路徑和高水平的 AWGN 噪聲的嚴苛信道條件中, P1 檢 測塊的最終輸出將與圖 7b 和 9 所示的相當不同。 圖 10 示出了由于使用固定閾值和 “有噪聲輸出” 而造成的可能的誤檢測場景。如 示出了相對于時間的輸出值信號樣本的更典型圖線的圖 10 所示, 存在若干個可被識別為 P1 符號的 “正確位置” 的可能點。這樣, 將會認識到, 可能導致對 P1 符號的中心的誤檢測。 從而, 在圖 10 中的第二圖線中, 相對于時間示出了檢測標志。如提供最優檢測點的標志位 置 240 所示, 存在兩個其他可能檢測值, 這兩個值都將被認為是誤檢測點 242、 244。本技術 解決了這個可能的誤檢測位置。如圖 10 所示, 誤檢測一部分是由固定閾值 246 導致的, 因 此固定閾值 246 將成為造成在對 P1 符號 246 的結尾的檢測中的模糊性的因素。
     在考慮了上述分析之后, 在不更改 P1 結構的基本特性的情況下提出了對實現指 南方法的兩個增強。這兩個增強是 :
     ·定位 : 通過縮窄較寬的可能范圍而增大 P1 位置精度,
     ·檢測 : 利用適應性閾值來減少誤檢測。
     根據本技術的示例性檢測器
     圖 11 示出了本技術的實施例, 其通過將相關器輸出的梯形脈沖形狀變成三角形 成脈沖, 可以顯著減小 ( 對于圖 10 的示例 ) 在有噪聲和多路徑信道中經歷的可能發生的 P1 定位模糊性的較大分散。圖 12 和 13 提供了如何實現這一點的圖解描述。
     如圖 11 所示, 根據本技術的相關器基本上對應于圖 9 中提供的根據實現指南的相 關器。然而, 在圖 11 中, 存在四個乘法器 302、 304、 306、 308, 這些乘法器從保衛和信令檢測 器 106 的輸入 300 接收信號樣本。對 于圖 9 所示的示例, 第一乘法器 302 通過在第一乘法 器 302 的第二輸入處提供復數值 2πfSH, 來使從輸入信道 300 接收的信號樣本乘以與相位 旋轉 fSH 相對應的復數相位移動。第一乘法器的輸出被饋送到第一和第二分支。同樣, 對于 圖 9, 在上方分支 C 處, 引入了 TC 的時間延遲, 因為信號樣本的共軛值被饋送到第二乘法器 304 的第二輸入, 該第二乘法器形成與來自信道 300 的所接收信號樣本的相關。相應地, 在
     下方分支上, 在被延遲了時間延遲 TB 之后, 從信道 300 接收的信號樣本被第三乘法器 106 共軛并乘以第一乘法器 302 的輸出。對于上方和下方分支, 第二乘法器 304 和第三乘法器 306 的輸出被饋送到相應的移動平均濾波器 308、 310, 這些移動平均濾波器 308、 310 用于在 連續波時段 TR 上對信號樣本取平均。
     根據本技術, 各個分支中在被標注為 C2、 B2 的點處的輸出被饋送到另外的移動平 均濾波器 312、 314, 這些移動平均濾波器 312、 314 分別用于以與后同步碼和前同步碼保衛 間隔 TB、 TC 的相應持續時間相等的量來對信號樣本值取平均。與圖 8 所示的示例一樣, 各 個分支的輸出隨后在上方 C 分支被延遲元件 316 延遲 TA 的值之后被最終乘法器 308 組合。
     圖 11 還示出了后處理檢測器 320, 其用于檢測 P1 符號的最優檢測點。
     上方分支 C 和下方 B 分支中的額外的移動平均濾波器的效果在圖 12 和 13 中示出。 從效果來說, 通過對相關器的輸出進一步取平均, 所產生的相關值提供了值更精確的峰, 因 此提高了正確檢測到 P1 符號的最優同步點的可能性。從而, 如圖 13 中從提供第一移動平 均濾波器的輸出的圖線 340 所示, 提供了平坦部分 342。對于第二圖線 344, 也存在平坦部 分 346, 從而在最優采樣點上提供了某種模糊性。然而, C 分支和 B 分支中的額外移動平均 濾波器的效果由圖線 348、 350 提供, 并且清楚地提供了最大值, 因此提供了最優檢測點。 如圖 13 所示, 為了比較, 示出了根據實現指南的傳統相關器的輸出 352, 其是針對 上方分支 C 354 和下方 B 分支 356 從圖 8 所示的相關器的傳統分支的輸出形成的。與之不 同, 乘法器 308 的最終輸出由圖線 358 示出, 其具有單個最優檢測點值 360。
     從而, 根據本技術, 匹配到相反分支的后同步碼或前同步碼保衛時段的另外的移 動平均濾波器具有產生最優采樣點的效果。因此, 提高了根據 P1 符號正確檢測到最優定時 的可能性。如上所述, 來自 C 分支和 B 分支的第一移動平均濾波器的兩個相關幅值產生了 梯形脈沖形狀。然而, 添加了分別針對 C 分支和 B 分支的 Tb 和 Tc 長的兩個額外的移動平均 濾波器。這兩個額外的濾波器具有將梯形脈沖調諧成三角脈沖的效果, 這樣在應用適當的 延遲 TA = 1024 以及乘法之后將產生最終的三角形狀。
     應當注意, 前兩個移動平均濾波器 308、 310 是 1024 個樣本長的, 并且保持相同, 以 便能夠保持拒絕連續波干擾的能力。
     利用三角形狀脈沖, 峰挑選的結果將是搜索范圍窄得多, 從而分散小得多。 在運行 較長的迭代仿真之后, 將在下一節中調查和記錄不同信道狀況的確切分散。
     一旦檢測到峰, 就將檢測標志設定為高。為了避免 “反彈” , 一定時器被設定來運 行, 其間不發生峰搜索。 估計的相位是額外移動平均濾波器輸出 ( 在第一種增強的情況下 ) 或者最終乘法器輸出 ( 在部署第二種提議的增強的情況下 ) 在峰值下的幅角。
     作為附加的益處, 額外的移動平均濾波器 312、 314 清除了噪聲相關信號, 從而帶 來了更精確的相位估計, 即更精確的精細頻率偏移。
     適應性地修改檢測閾值的后處理
     為了使誤檢測達到最低限度, 理想情況下降低到零概率, 需要適應性地設定閾值。 這是利用后處理器 320 來實現的。
     后處理器 320 在圖 14 和 15 中更詳細示出。從效果上來說, 后處理器提供了在存 在多路徑和加性白高斯噪聲的情況下的檢測點上的改進。這是因為后處理器 320 用于生成 用來檢測 P1 符號的可變閾值。參考圖 14, 來自圖 11 的最終乘法器 308 的輸出處的 I 和 Q
     分量被饋送到絕對 I 和 Q 差值計算器 400, 該計算器在其輸出處形成每個樣本的 I 和 Q 分量 的組合的絕對幅值。 每個樣本的絕對幅值隨后被饋送到具有三個樣本的時間段的移動平均 濾波器 402。 移動平均濾波器 402 的輸出隨后被饋送到漏桶濾波器 403, 該漏桶濾波器包括 兩個乘法器 404、 406、 加法器 408 以及延遲元件 410, 該延遲元件將從加法器 408 的輸出反 饋來的樣本延遲與一個樣本相當的值。值 α 和 1-α 被饋送到乘法器 404、 406 中每一個的 第二輸入, 其中 α 被設定為與形成 “漏桶” 濾波布置相關聯的非常小的值。這樣, 在來自漏 桶濾波器的輸出信道 412 處, 形成了平均功率值, 其被用作最終乘法器 414 的輸入, 該最終 乘法器的第二輸入被施加以用戶設定的參數 416。在信道 412 上來自漏桶濾波器的平均功 率輸出因此被乘以用戶設定的參數, 該參數適應性地修改在最終乘法器 414 的輸出處形成 的適應性閾值被改變的速率。適應性閾值被從輸出 418 饋送到也在圖 15 中示出的峰相關 閾值檢測器 420。峰相關檢測器 420 在輸入信道 422 處接收來自相關器的輸出的 I 和 Q 分 量, 在信道 424 上接收幅值形成器 400 的輸出處的絕對幅值樣本, 并且經由輸入信道 418 接 收適應性閾值。
     從而, 根據以上描述, 為了設立適應性閾值, 生成了與長期平均功率成比例的信 號。從最終乘法器 308 離開相關器的 “I” 和 “Q” 信號的幅值被加在一起以提供信號功率近 似 “abs_D” , 并且漏桶濾波器對這些值取平均。 閾值是根據平均信號功率的按比例放大版本 形成的, 并且可選地按比例放大是由用戶定義的寄存器 “P1ThresholdAdj” 來控制的。
     算法的最終級比較瞬時信號功率 “abs_D” 和適應性閾值 ( 從長期平均信號功率 “abs_D_avg” 導出 )。峰檢測僅在 “abs_D” 超出適應性閾值的時刻才開始生效。檢測到的 峰是當前 “abs_D” 的值落到其先前最高記錄值以下的點, 即當瞬時信號功率中存在斜率變 化的時刻。
     對峰挑選算法的進一步增強被進行來使誤峰檢測達到最低限度。 峰檢測是基于相 關幅值的斜率變化的, 并且由于中間信號的量化, 此方案挑選全局最大值, 而不是局部最大 值。
     三個樣本長的較小的移動平均濾波器 402 被添加來平滑掉相關幅值的小轉變。圖 16 示出了使用在 T = 3 個樣本上取平均的這另一個移動平均濾波器 420 的效果。這確保了 只有全局最大值被挑選, 從而提高了峰檢測算法的精度。 實質上, 作為相關器的輸出變動的 結果, 檢測器可能在真峰之前就識別假峰。這在圖 16 中利用在沒有移動平均濾波器 420 的 情況下的 相關器輸出的圖線 500 和有移動平均濾波器的情況下的相關器輸出的圖線 502 示出。作為結果, 檢測到的峰位置可能與實際峰相差 +/-1 個樣本, 但這與如果不實現這個 增強而可能導致的更大誤差相比這只是較小的懲罰。
     操作的圖示
     利用圖 11、 14 和 15 所示的相關器電路的保衛和信令檢測器的效果由圖 17、 18、 19、 20、 21 和 22 中提供的結果的示例性圖線示出, 這些圖示出了針對 SNR = 33dB 和 FFT 大小為 1K 的 “單路徑” 的中間信號。從效果上來說, 圖 11 和 14、 15 所示的后處理器 320 具有適應 性地修改用于識別用來檢測 P1 符號的最優采樣點的檢測閾值的效果。圖 17、 18 和 19 所示 的圖線被標注在來自圖 11 所示的相關器電路的相應點處, 即 C1、 C2、 C3、 B1、 B2、 B3 和 D。
     圖 17 和 18 示出了針對 C 和 B 分支, 相對于這些信號樣本的號碼的信號值的圖線。 可以看出, 第二移動平均濾波器 312、 314 的效果是產生更限定的峰, 因此提高正確識別出P1 符號的傳感器的可能性。
     圖 19 示出了通過引入根據相反分支的保衛間隔的時間周期而適應性修改的另外 移動平均濾波器的相關器的效果。如圖線 B3 和 C3 所示, 效果是使得相關結果被進一步細 化, 從而使得當將這些結果乘在一起時, 輸出形成在最終圖線 D 中示出的限定的峰。
     圖 20、 21 和 22 提供了對后處理器和檢測處理器 320 的操作的圖示。 如圖 20 所示, 一個圖線示出了在被應用在信道 424 上的絕對幅值處理器 400 之后, 信道 422 上的來自相 關器的輸出。圖 20 所示的圖線 504 圖示了與相關的輸出相對應的一系列峰, 這些峰的峰值 對應于最優采樣點。圖 20 還示出了在信道 418 上輸出到峰檢測器 420 的適應性閾值 506。 從而, 可以看出, 閾值根據來自相關器的絕對值 D 而被適應性修改, 其效果是絕對值 D 的峰 值更有可能被正確檢測到。
     相應地, 通過識別與提出檢測標志的點相對應的值, 還可以從可能的值中識別出 精細頻率偏移的估計相位。在圖 22 中, 這由以弧度為單位的相位對樣本的圖線 510 示出, 其中峰檢測標志在 512 處示出。
     仿真結果
     對根據本技術的同步和檢測器的每迭代三個 P1 符號的 100 次迭代上的長仿真分 析被運行來確立就正確檢測 P1 符號的 “通過率” 而言的可靠性。還計算了四個其他參數, 它們是 :
     1. 估計相位誤差的均值 ( 弧度 ) ;
     2. 估計相位誤差的標準偏差 (std)( 弧度 ) ;
     3. 相對于 P1 符號結尾的 P1 位置誤差的均值 ( 樣本 ) ;
     4.P1 位置誤差的標準偏差 ( 樣本 )。
     仿真參數如下 :
     1.FFT 大小 : “8k” 作為示例, 但對于所有 6 種可能的 FFT 大小都執行了綜合評估 ;
     2. 保衛間隔 : “0”
     3. 信道類型 : 掃描了所有三種信道 -{“0” : 單路徑, “1” : 2 路徑, “2” : 3 路徑 } ;
     4.SNR : 當評估 AWGN 性能時, 掃描低和高 SNR 值 {-6 至 33dB}, 當評估 CWI 性能時, 固定為 33dB ;
     5. 頻率偏移 : 固定為 {2000Hz} ;
     6. 載波與 CW 干擾比 : 當評估 AWGN 性能時, 固定為 700dB( 從效果而言禁用了 CWI) 當評估 CWI 性能時, 掃描 CW 干擾的高和低值 {-6 至 33dB} ;
     7. 迭代次數 : 固定為 100 次, 即所檢測的 P1 符號的總數= 300。
     為了能夠繪出所有迭代的結果, 每當檢測 P1 符號的通過率落到百分之零時, 就向 以下參數賦予一些虛擬值。
     ·平均估計 P1 位置誤差= 1000
     ·平均估計相位= 4rad
     ·平均估計相位誤差= 4rad。
     讀者在查看以下圖 23 至 31 所示的結果時應當記住此信息。
     圖 23 提供了已用于通過仿真確認由保衛和信令檢測器 106 執行的 P1 檢測過程 的操作的單路徑信道的例示性表示。在圖 23 中, 信道沖擊響應 600 被示為提供 0dB 的單路徑 602。OFDM 符號流的效果由符號的示意性表示 604 示出, 其中對 P1 符號的最優檢測在點 606 處示出。如圖所示, 檢測的均值應當在零樣本處, 標準偏差為正或負 20 個樣本。圖 23 所示的信道的結果在圖 24a、 24b 和 24c 中提供。圖 24a 提供了針對 700dB 的信道干擾比, P1 符號的正確檢測相對于信號噪聲比的圖線。 圖 24b 提供了用于檢測精細頻率偏移的正確 值的相位估計誤差的均值和標準偏差的圖線的圖示, 而圖 24c 示出了針對均值和標準偏差 兩者圖 23 的單路徑鏈的位置估計的圖線, 其提供了 P1 符號的檢測位置與實際位置之間的 誤差的圖示。
     圖 25 表示與圖 23 所示相對應的圖示, 但是針對雙路徑信道的。從而, 信道 610 的 沖擊響應被示為包括兩條 0dB 路徑 612。 兩條路徑的效果由兩個樣本符號流 614、 616 示出。 P1 符號的估計結尾被示為位置 618, 其中第一路徑 611 的理想位置在點 620 處示出, 而第二 路徑的理想位置在位置 622 處示出。對于此示例, 假定理想位置是在第一位置結尾處。
     與圖 24a、 24b 和 24c 所示相對應的結果在圖 26a、 26b、 26c 中針對雙路徑信道、 對 于 700dB 的載波干擾比, 相對于信號噪聲比示出。
     FFT 模式 位置誤差的均值 {M} ( 樣本 ) 位置誤差的 STD{Δ} ( 樣本 ) 1K -15 30 2K -35 30 4K -60 30 8K -125 30 16K 25 250 32K -125 25
     表4: 所有可能的 FFT 模式的位置誤差精度 (2 路徑信道 )
     圖 27 提供了與圖 23 和 25 所示的單路徑和雙路徑信道相對應的三路徑信道的圖 示表示。 在圖 27 中, 信道沖擊響應 630 具有在位置 632 處的 0 dB 路徑和在位置 634、 636 處 的兩個路徑。對 DVB-T2 流的信道沖擊響應的表示以表示 640、 642、 644 的形式被示為具有 相應延遲的超幀的表示。同樣, 從 P1 符號生成的同步點的位置被示為位置 646。與圖 24a、 24b、 24c 和 26a、 26b、 26c 所示相對應的三路徑信道的結果在圖 28a、 28b、 28c 中示出。
     圖 24、 26 和 28 所示的結果針對單路徑、 雙路徑和三路徑、 對于被設定在 33dB 的信 號噪聲比, 針對載波干擾比的變化而重復, 如圖 29a、 29b、 29c、 30a、 30b、 30c、 31a、 31b 和 31c 分別所示。
     如將會認識到的, 分別在圖 1 和 3 中示出的發送機和接收機只是作為例示提供的, 而并不想要是限制性的。 例如, 將會認識到, 本技術可被應用到不同的發送機和接收機體系 結構。
     用于檢測 P1 符號的本技術也可應用到利用 OFDM 來傳輸數據的任何通信系統。另 外, 用于檢測 P1 符號的本技術可結合用于在不對后續信令信息中提供的信令信息解碼的 情況下檢測保衛間隔的技術使用, 比如我們的同樣未決的英國專利申請 GB0909583.7 中公 開的技術, 該專利申請的內容尤其是盲保衛檢測技術通過引用被結合于此。
     如上所述, 本發明的實施例可應用到 DVB 標準, 例如 DVB-T、 DVB-T2、 DVB-C2 和 DVB-H, 這里通過引用將這些標準結合進來。例如, 本發明的實施例可用于根據 DVB-H 標準 操作的發送機或接收機中, 用于手持式移動終端中。可提供的服務可包括語音、 消息傳遞、互聯網瀏覽、 收音機、 靜止和 / 或運動視頻圖像、 電視服務、 交互服務、 視頻或近視頻點播和 選項。這些服務可以相互組合操作。在其他示例中, 本發明的實施例可應用于根據 ETSI 標 準 EN 302 755 規定的 DVB-T2 標準。 在其他示例中, 本發明的實施例可應用于被稱為 DVB-C2 的線纜傳輸標準。對于 DVB-C2 的示例, 將會認識到, OFDM 符號不是經由射頻載波發送和接 收的, 而是經由線纜發送和接收的, 因此可以進行對發送機和接收機體系結構的適當的適 應性修改。然而, 將會認識到, 本發明并不限于結合 DVB 的應用, 而可以擴展到用于固定和 移動發送或接收的其他標準。

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