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一種重復頻率的脈沖倍壓發生裝置.pdf

摘要
申請專利號:

CN201210382348.2

申請日:

2012.10.10

公開號:

CN102931867B

公開日:

2015.01.07

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有效性:

有權

法律詳情: 授權|||實質審查的生效IPC(主分類):H02M 9/04申請日:20121010|||公開
IPC分類號: H02M9/04 主分類號: H02M9/04
申請人: 西安交通大學
發明人: 丁衛東; 任航; 吳佳瑋
地址: 710049 陜西省西安市咸寧西路28號
優先權:
專利代理機構: 西安通大專利代理有限責任公司 61200 代理人: 汪人和
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法律狀態
申請(專利)號:

CN201210382348.2

授權公告號:

102931867B||||||

法律狀態公告日:

2015.01.07|||2013.03.20|||2013.02.13

法律狀態類型:

授權|||實質審查的生效|||公開

摘要

本發明公開了一種重復頻率的脈沖倍壓發生裝置,包括脈沖源、磁壓縮電路、脈沖變壓器和脈沖倍增級聯單元;脈沖源通過電感給磁壓縮電路充電,輸入脈沖經過磁壓縮電路前沿壓縮后送入脈沖變壓器進行初級倍壓,然后再送入脈沖倍增級聯單元進行二次倍壓及前沿壓縮。本發明提供的裝置,能夠對脈沖變壓器的輸出脈沖通過磁壓縮電路進行初步脈沖壓縮,并通過脈沖倍增級聯單元進行二次倍壓及前沿壓縮,從而降低對脈沖變壓器的變比和輸出電壓幅值的要求以及對磁壓縮的壓縮比的要求,極大的減少脈沖變壓器與磁壓縮電路的磁芯體積與重量,實現系統小型化、緊湊化。

權利要求書

權利要求書一種重復頻率的脈沖倍壓發生裝置,其特征在于,包括脈沖源、磁壓縮電路、脈沖變壓器和脈沖倍增級聯單元;脈沖源通過電感給磁壓縮電路充電,輸入脈沖經過磁壓縮電路前沿壓縮后送入脈沖變壓器進行初級倍壓,然后再送入脈沖倍增級聯單元進行二次倍壓及前沿壓縮;
磁壓縮電路通過電感與脈沖源相連接,包括多級磁壓縮單元,每級磁壓縮單元包括電容和磁開關,電容的一端和磁開關的一端相連接,電容的另一端和磁開關的另一端與下一級電容并聯;
磁壓縮電路通過脈沖變壓器與脈沖倍增級聯單元相連接;
脈沖倍增級聯單元包括多個級聯的脈沖倍增單元,每個脈沖倍增單元包括第一電容和第二電容,耦合磁開關并聯在第一電容的兩端,第一電容和第二電容之間設有二極管,二極管的陰極連接第一電容一端,陽極連接第二電容一端,第一電容的另一端和第二電容的另一端相連;脈沖倍增單元的電壓輸入端為第一電容的兩端,輸出端為二極管的陽極對二極管的陰極,相鄰脈沖倍增單元的級聯方式為前級的二極管陽極連接后級的二極管陰極,耦合磁開關耦合于同一磁芯上。
如權利要求1所述的重復頻率的脈沖倍壓發生裝置,其特征在于,所述的脈沖倍增單元中第一電容與與耦合磁開關并聯,第二電容的一個引腳與第一電容的一個引腳相連,另一個引腳連接二極管的陽極,二極管的陰極連接至第一電容的另一個引腳。
如權利要求1或2所述的重復頻率的脈沖倍壓發生裝置,其特征在于,所述的脈沖倍增級聯單元為N個級聯的脈沖倍增單元,前級二極管的陽極連接后級二極管的陰極。
如權利要求3所述的重復頻率的脈沖倍壓發生裝置,其特征在于,所述的脈沖倍增級聯單元的輸入端為第一級脈沖倍增單元的第一電容的兩端,輸出端為第N級脈沖倍增單元的二極管的陽極對第一電容的二極管陰極。
如權利要求3所述的重復頻率的脈沖倍壓發生裝置,其特征在于,所述的為N個級聯的脈沖倍增單元中的2N個電容具有相同的參數,N個磁開關耦合至同一磁芯且具有相同參數,其同名端排列均為同一方向。
如權利要求3所述的重復頻率的脈沖倍壓發生裝置,其特征在于,所述的脈沖倍增級聯單元在充電階段時,N個耦合磁開關處于非飽和狀態,第一級脈沖倍增單元的兩個電容被輸入脈沖并聯充電,二極管過正向電流,第一級脈沖倍增單元的耦合磁開關兩端的充電電壓感應到其后級聯的N?1級的耦合磁開關兩端,同時向后面N?1級模塊中的所有電容充電,所有電容電壓被同時充到峰值U;
所有電容電壓充到峰值U后進入放電階段,耦合磁開關所在的磁芯飽和,相間的電容和與其并聯的耦合磁開關振蕩放電,在半個周期內放電的電容電壓從U變為?U,在此階段,由于二極管的反向電壓隔離,剩余的一半電容電壓維持不變,從N個串聯的二極管兩端輸出了電壓,其幅值是2N個電容電壓的疊加為2NU。
如權利要求1所述的重復頻率的脈沖倍壓發生裝置,其特征在于,脈沖源通過電感向磁壓縮電路充電后,首先對首個磁壓縮單元的電容C5充電,其兩端電壓達到峰值時,首個磁壓縮單元的磁開關MS2飽和導通,電容C5通過MS2的飽和電感開始向下級磁壓縮單元的電容C6諧振充電,C6充電至峰值時,下級磁壓縮單元的磁開關MS3飽和導通,電容C6通過磁開關MS3的飽和電感與脈沖變壓器向脈沖倍增級聯單元充電。
如權利要求7所述的重復頻率的脈沖倍壓發生裝置,其特征在于,向脈沖倍增級聯單元充電時,在脈沖倍增級聯單元的電容充電至峰值前,耦合磁開關未導通,脈沖倍增級聯單元等效為所有電容的并聯,對所有電容完成同步充電,二極管在充電階段流過正向電流;
所有電容充電至峰值后耦合磁開關飽和,相間的電容和與其并聯的耦合磁開關振蕩放電,在半個周期內放電的電容電壓翻轉。
一種基于耦合磁開關和Fitch電路的重復頻率緊湊脈沖倍增器,其特征在于,包括多個級聯的脈沖倍增單元,每個脈沖倍增單元包括第一電容和第二電容,耦合磁開關并聯在第一電容的兩端,第一電容和第二電容之間設有二極管,二極管的陰極連接第一電容一端,陽極連接第二電容一端,第一電容的另一端和第二電容的另一端相連;
脈沖倍增單元的電壓輸入端為第一電容的兩端,輸出端為二極管的陽極對二極管的陰極,相鄰脈沖倍增單元的級聯方式為前級的二極管陽極連接后級的二極管陰極,耦合磁開關耦合于同一磁芯上;
當N個級聯的脈沖倍增單元級聯時,其輸入端為第一級脈沖倍增單元的第一電容的兩端,輸出端為第N級脈沖倍增單元的二極管的陽極對第一電容的二極管陰極;輸出端與輸入端相比其電壓倍增到2N倍。
如權利要求9所述的基于耦合磁開關和Fitch電路的重復頻率緊湊脈沖倍增器,其特征在于,輸出端與輸入端相比,輸出電壓上升時間小于輸出電壓上升時間。

說明書

說明書一種重復頻率的脈沖倍壓發生裝置 
技術領域
本發明屬于脈沖功率技術領域,涉及一種重復頻率的脈沖倍壓發生裝置。 
背景技術
脈沖功率技術隨著氮氧化物處理、臭氧制備、污水處理等工業領域的迫切應用需求而迎來發展高峰期,對脈沖電壓幅值、上升時間、重復工作頻率,特別是脈沖源的體積和造價都提出了更嚴格的要求。 
現階段廣泛采用的重復頻率脈沖倍壓電路為一種免復位的磁壓縮電路,其電路構造如圖1所示(張冬冬,嚴萍,王鈺,等.單級磁脈沖壓縮系統實驗研究[J],強激光與粒子束,2008:20(8),1397–1410.)。低壓充電電容C1和晶閘管THY1(或IGBT),空心電感L1(或磁開關)及脈沖變壓器PT1的初級繞組串聯并構成閉合回路。高壓充電電容C2和C3與磁開關MS1及空心電感L2(或半導體斷路開關,上端陽極,下端陰極)串聯并構成閉合回路。脈沖變壓器次級繞組與高壓充電電容C3并聯,并構成閉合回路。負載與空心電感L2并聯并構成閉合回路。 
為了適應工業應用的要求以獲得幅值高達數十千伏的輸出電壓,現有技術主要依靠脈沖變壓器實現電壓倍增、依靠磁開關實現脈沖壓縮。因此,脈沖變壓器需要把幾百伏的電壓倍增到數十千伏,這將導致脈沖變壓器具有相當大的變比。高變比帶來的問題有二:首先,高變比要求脈沖變壓器初級線圈匝數很少。為了保證脈沖在上升過程中能夠得到有效倍壓,需要脈沖變壓器的磁芯在倍壓過程中不飽和,而由于初級線圈匝數較少,則必須依靠增加磁芯截面積來達到磁芯不飽和的要求。因此,整體磁芯體積將會變大,系統造價和體積都會增加。另一方面,高變比要求脈沖變壓器次級線圈匝數較多。為了能夠在磁環上繞制足夠多的線圈,磁環的周長需要較大,從而增加了磁芯體積和造價。 
文獻(Richard Anthony Fitch,Mortimer.“Electrical Pulse Generator”,USPatent nr 3,366,799,30.)提出了Fitch電路用作脈沖電壓的幅值倍增。其中,N個電容串聯,且相間的電容兩端并聯空心電感,空心電感和電容通過球隙連接。各級電容通過電阻連接,電阻的作用是為電容充電提供回路。當電容通過電阻充電完成后,各級球隙同步導通,相間的電容和空心電感電壓進行諧振。當電壓極性完全反轉時,輸出端得到N倍的輸入電壓。但是,上述的電路具有如下缺點:1、電容通過電阻充電,充電時間很長,無法做到重復運行。2、采用球隙作為開關,其絕緣恢復時間和電極燒蝕也限制了整套系統的重復運行頻率。 
發明內容
本發明解決的問題在于提供一種重復頻率的脈沖倍壓發生裝置,提出新的脈沖倍增電路,能夠降低對脈沖變壓器的變比和輸出電壓幅值的要求以及對磁壓縮的壓縮比的要求,減少脈沖變壓器與磁壓縮電路的磁芯體積與重量,實現系統小型化、緊湊化。 
本發明是通過以下技術方案來實現: 
一種重復頻率的脈沖倍壓發生裝置,包括脈沖源、磁壓縮電路、脈沖變壓器和脈沖倍增級聯單元;脈沖源通過電感給磁壓縮電路充電,輸入脈沖經過磁壓縮電路前沿壓縮后送入脈沖變壓器進行初級倍壓,然后再送入脈沖倍增級聯單元進行二次倍壓及前沿壓縮; 
磁壓縮電路通過電感與脈沖源相連接,包括多級磁壓縮單元,每級磁壓縮單元包括電容和磁開關,電容的一端和磁開關的一端相連接,電容的另一端和磁開關的另一端與下一級電容并聯; 
磁壓縮電路通過脈沖變壓器與脈沖倍增級聯單元相連接;級聯單元包括多個級聯的脈沖倍增單元,每個脈沖倍增單元包括第一電容和第二電容,耦合磁開關并聯在第一電容的兩端,第一電容和第二電容之間設 有二極管,二極管的陰極連接第一電容一端,陽極連接第二電容一端,第一電容的另一端和第二電容的另一端相連;脈沖倍增單元的電壓輸入端為第一電容的兩端,輸出端為二極管的陽極對二極管的陰極,相鄰脈沖倍增單元的級聯方式為前級的二極管陽極連接后級的二極管陰極,耦合磁開關耦合于同一磁芯上。 
所述的脈沖倍增單元中第一電容與與耦合磁開關并聯,第二電容的一個引腳與第一電容的一個引腳相連,另一個引腳連接二極管的陽極,二極管的陰極連接至第一電容的另一個引腳。 
所述的脈沖倍增級聯單元為N個級聯的脈沖倍增單元,前級二極管的陽極連接后級二極管的陰極。 
所述的脈沖倍增級聯單元的輸入端為第一級脈沖倍增單元的第一電容的兩端,輸出端為第N級脈沖倍增單元的二極管的陽極對第一電容的二極管陰極。 
所述的為N個級聯的脈沖倍增單元中的2N個電容具有相同的參數,N個磁開關耦合至同一磁芯且具有相同參數,其同名端排列均為同一方向。 
所述的脈沖倍增級聯單元在充電階段時,N個耦合磁開關處于非飽和狀態,第一級脈沖倍增單元的兩個電容被輸入脈沖并聯充電,二極管過正向電流,第一級脈沖倍增單元的耦合磁開關兩端的充電電壓感應到其后級聯的N?1級的耦合磁開關兩端,同時向后面N?1級模塊中的所有電容充電,所有電容電壓被同時充到峰值U; 
所有電容電壓充到峰值U后進入放電階段,耦合磁開關所在的磁芯飽和,相間的電容和與其并聯的耦合磁開關振蕩放電,在半個周期內放電的電容電壓從U變為?U,在此階段,由于二極管的反向電壓隔離,剩余的一半電容電壓維持不變,從N個串聯的二極管兩端輸出了電壓,其幅值是2N個電容電壓的疊加為2NU。 
所述脈沖源通過電感向磁壓縮電路充電后,首先對首個磁壓縮單元的電容C5充電,其兩端電壓達到峰值時,首個磁壓縮單元的磁開關MS2飽和導通,電容C5通過MS2的飽和電感開始向下級磁壓縮單元的電容C6諧振充電,C6充電至峰值時,下級磁壓縮單元的磁開關MS3飽和導通,電容C6通過磁開關MS3的飽和電感與脈沖變壓器向脈沖倍增級聯單元充電。 
所述向脈沖倍增級聯單元充電時,在脈沖倍增級聯單元的電容充電至峰值前,耦合磁開關未導通,脈沖倍增級聯單元等效為所有電容的并聯,對所有電容完成同步充電,二極管在充電階段流過正向電流; 
所有電容充電至峰值后耦合磁開關飽和,相間的電容和與其并聯的耦合磁開關振蕩放電,在半個周期內放電的電容電壓翻轉。 
與現有技術相比,本發明具有以下有益的技術效果: 
本發明提供的重復頻率的脈沖倍壓發生裝置,能夠對脈沖變壓器的輸出脈沖通過磁壓縮電路進行初步脈沖壓縮,并通過脈沖倍增級聯單元進行二次倍壓及脈沖前沿壓縮,從而降低對脈沖變壓器的變比和輸出電壓幅值的要求以及對磁壓縮的壓縮比的要求,極大的減少脈沖變壓器與磁壓縮電路的磁芯體積與重量,實現系統小型化、緊湊化。 
本發明提供的重復頻率的脈沖倍壓發生裝置,其中的脈沖倍增級聯單元是基于耦合磁開關和Fitch電路的重復頻率緊湊脈沖倍增器(CoupledMagnetic Switches based Fitch Booster,簡稱CMSFB),由N個模塊構成的CMSFB可以倍增輸入脈沖電壓幅值2N倍,并且具有壓縮輸入脈沖電壓前沿的效果。因此,將N個模塊構成的CMSFB稱為2N級CMSFB. 
2N級CMSFB在充電階段,N個耦合磁開關處于非飽和狀態,可以看做N個1:1的變壓器,第一級模塊的2個電容被輸入脈沖并聯充電(此階段二極管流過正向電流,相當于短路),同時第一級磁開關兩端的充電電壓感應到后N?1級磁開關兩端,從而給后N?1級模塊中的所有電容充電。因此,充電階 段中,CMSFB中所有電容電壓被同時充到U;在放電階段CMSFB中所有電容電壓充到U時,磁開關所在的磁芯飽和,相間的電容和與其并聯的磁開關振蕩放電,在半個周期內電容電壓從U變為?U.在此階段,由于二極管的反向電壓隔離效果,剩余的一半電容電壓維持不變。因此,從N個串聯的二極管兩端輸出了電壓,其幅值是2N個電容電壓的疊加,為2NU,其上升時間是磁開關和電容振蕩周期的一般,遠小于電容的充電時間。因此,CMSFB也具有脈沖上升時間壓縮的效果。 
CMSFB的充電回路不是由電阻構成,而是通過耦合磁開關未飽和時等效為1:1的脈沖變壓器進行,從而保證充電時間更短,效率更高。進一步,控制電感與電容振蕩開始不是靠氣體開關,而是可飽和電感(耦合磁開關)。磁開關沒有電極燒蝕和絕緣恢復的問題,從而使得本電路可以在高重復頻率下運行。只要輸入電源是重頻,就可以讓CMSFB工作于重頻狀態。 
附圖說明
圖1為現有的免復位磁壓縮電路拓撲圖; 
圖2為4級脈沖倍增器的整體電路拓撲圖; 
圖3?1~3?3分別為4級脈沖倍增器的實驗電壓波形圖; 
圖4為6級脈沖倍增器的整體電路拓撲圖。 
具體實施方式
下面結合具體的實施例對本發明做進一步的詳細說明,所述是對本發明的解釋而不是限定。 
一種重復頻率的脈沖倍壓發生裝置,包括脈沖源、磁壓縮電路、脈沖變壓器和脈沖倍增級聯單元;脈沖源通過電感給磁壓縮電路充電,輸入脈沖經過磁壓縮電路前沿壓縮后送入脈沖變壓器進行初級倍壓,然后再送入脈沖倍增級聯單元進行二次倍壓及前沿壓縮; 
磁壓縮電路通過電感與脈沖源相連接,包括多級磁壓縮單元,每級磁壓 縮單元包括電容和磁開關,電容的一端和磁開關的一端相連接,電容的另一端和磁開關的另一端與下一級電容并聯; 
磁壓縮電路通過脈沖變壓器與脈沖倍增級聯單元相連接; 
脈沖倍增級聯單元包括多個級聯的脈沖倍增單元,每個脈沖倍增單元包括第一電容和第二電容,耦合磁開關并聯在第一電容的兩端,第一電容和第二電容之間設有二極管,二極管的陰極連接第一電容一端,陽極連接第二電容一端,第一電容的另一端和第二電容的另一端相連;脈沖倍增單元的電壓輸入端為第一電容的兩端,輸出端為二極管的陽極對二極管的陰極,相鄰脈沖倍增單元的級聯方式為前級的二極管陽極連接后級的二極管陰極,耦合磁開關耦合于同一磁芯上。 
上述的脈沖倍增級聯單元,即為基于耦合磁開關和Fitch電路的脈沖倍增級聯單元稱為重復頻率緊湊脈沖倍增器(Coupled Magnetic Switches basedFitch Booster,簡稱CMSFB)。在CMSFB的輸入端給電后,即可達到倍壓及前沿壓縮的效果。 
參見圖2,包含兩個單元級聯的CMSFB的重復頻率的脈沖倍壓發生裝置,可以分為兩個部分,其電路拓撲結構描述如下: 
第一部分是一個兩級經典磁壓縮電路。脈沖源S1通過電感L3給磁壓縮電路(由C5,C6,MS2,MS3構成)充電。輸入脈沖經過前沿壓縮后送入脈沖變壓器PT2的初級進行倍壓。 
第二子系統即為兩個單元級聯的CMSFB,其電路拓撲結構描述如下:電容C7與耦合磁開關MS4并聯,C8的一個引腳與C7的一個引腳相連,另一個引腳連接二極管D1的陽極,二極管的陰極連接至電容C7的另一個引腳。上述電路拓撲是CMSFB的一個模塊,可以級聯多個模塊達到電壓倍增的效果。CMSFB的級聯為:前級二極管的陽極連接后級二極管的陰極,耦合磁開關耦合于一個磁芯上。 
脈沖倍增級聯單元可以由N個脈沖倍增單元級聯構成,通過首個模塊第一電容上端連接至系統輸入電壓的正極,第一電容下端連接至系統輸入電壓的負極即接地極,其余部分將上一模塊的輸出端與下一模塊的輸入端相連的方法構成2N級脈沖倍增器,其中2N個電容具有相同的參數,N個磁開關耦合至同一磁芯且具有相同參數,其同名端排列均為同一方向。 
CMSFB利用電容充滿電后極性翻轉實現倍壓,其充電回路不是由電阻構成,而是通過耦合磁開關未飽和時等效為1:1的脈沖變壓器進行,從而保證充電時間更短,效率更高。而且控制電感與電容振蕩開始不是靠氣體開關,而是可飽和電感(磁開關)。磁開關沒有電極燒蝕和絕緣恢復的問題,從而使得本電路可以在高重復頻率下運行。 
由N個模塊構成的CMSFB可以倍增輸入脈沖電壓幅值2N倍,并且具有壓縮輸入脈沖電壓前沿的效果(輸出端與輸入端相比,輸出電壓上升時間小于輸出電壓上升時間)。因此,將N個模塊構成的CMSFB命名為2N級CMSFB.2N級CMSFB的工作分為兩個階段,即充電階段和放電階段。 
脈沖倍增級聯單元在充電階段時,N個耦合磁開關處于非飽和狀態,第一級脈沖倍增單元的兩個電容被輸入脈沖并聯充電,二極管過正向電流,第一級脈沖倍增單元的耦合磁開關兩端的充電電壓感應到其后級聯的N?1級的耦合磁開關兩端,同時向后面N?1級模塊中的所有電容充電,所有電容電壓被同時充到峰值U; 
所有電容電壓充到峰值U后進入放電階段,耦合磁開關所在的磁芯飽和,相間的電容和與其并聯的耦合磁開關振蕩放電,在半個周期內放電的電容電壓從U變為?U,在此階段,由于二極管的反向電壓隔離,剩余的一半電容電壓維持不變,從N個串聯的二極管兩端輸出了電壓,其幅值是2N個電容電壓的疊加為2NU。其上升時間是磁開關和電容振蕩周期的一般,遠小于電容的充電時間。因此,CMSFB也具有脈沖上升時間壓縮的效果。 
具體的,重復頻率的脈沖倍壓發生裝置在充電時,脈沖源S通過電感L3向電容C5充電,C5兩端電壓達到峰值時,磁開關MS2飽和導通,電容C5通過MS2的飽和電感開始向電容C6諧振充電。電容C6充電至峰值時,磁開關MS3飽和導通,電容C6通過磁開關MS3的飽和電感與脈沖變壓器PT2向后級的4級CMSFB充電。 
電容C6通過MS3和PT2向CMSFB充電。此過程中,CMFB等效為C7?C10的并聯。在C7充電至峰值前,耦合磁開關MS4與MS5并未導通,可視之為變比為1:1的脈沖變壓器,其初級充電電壓耦合到次級,對C9與C10完成同步充電。二極管D1與D2在充電階段流過正向電流,相當于短路。 
C7?C10充電至峰值U時MS4與MS5飽和,等效為一個電感值極小的線性電感。隨后,C7和C9分別與MS4與MS5諧振放電。在半個振蕩周期內,C7和C9兩端電壓從U0翻轉至?U0,C8和C10兩端電壓由于二極管D1與D2的隔離保持峰值。此時輸出脈沖(D2的陽極對D1的陰極)的電壓幅值為?4U0,實現了電壓倍增和脈沖上升沿壓縮的作用。 
C7?C10電容值相同,以保證放電階段同步工作。MS4與MS5應纏繞于同一個磁芯并具有相同匝數,以保證兩個模塊充電電壓相同,相應電容同時翻轉到?U0,從而輸出電壓上升時間最短。 
圖3?1~圖3?3示出CMSFB各級電容及輸出電壓波形圖。圖3?1與圖3?2分別為電容C7,C8,C9,C10的充電與放電波形,C7?C10在8.5μs內同步充電至8.5kV.隨后MS4與MS5飽和,C7與C9兩端電壓在1.58μs內分別翻轉至?13kV與?11.6kV,在此過程中C8和C10兩端電壓僅下降到4.5kV,因此從D2的陽極和D1的陰極產生的輸出電壓達到了約4倍充電電壓,如圖3?3所示。輸出電壓倍增至33.6kV,上升沿壓縮至1.6μs,電壓倍增效率η為99%,脈沖壓縮比為5.3。 
為了體現CMSFB的模塊式設計,進一步提出了6級CMSFB的電路結 構拓撲,如圖4所示。6級CMSFB與前述4級CMSFB的區別在于前者增加了一個級聯模塊,即圖4中的C17,C18,D5,MS10.級聯方法是D5的陰極和D4的陽極相連,MS10和MS8及MS9耦合在一個磁芯上。根據前述分析,6級CMSFB的輸出電壓幅值為輸入脈沖電壓幅值的6倍。

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