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多重存取通訊系統.pdf

摘要
申請專利號:

CN200980153468.1

申請日:

2009.11.06

公開號:

CN102282900B

公開日:

2015.01.07

當前法律狀態:

授權

有效性:

有權

法律詳情: 授權|||實質審查的生效IPC(主分類):H04W 72/04申請日:20091106|||公開
IPC分類號: H04W72/04; H04L27/26; H04W72/08 主分類號: H04W72/04
申請人: 新加坡科技研究局
發明人: 愛德華·國琛·區; 雷中定; 弗朗索瓦·保善·陳
地址: 新加坡新加坡
優先權: 2008.11.12 US 61/113,687
專利代理機構: 北京中博世達專利商標代理有限公司 11274 代理人: 申健
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法律狀態
申請(專利)號:

CN200980153468.1

授權公告號:

102282900B||||||

法律狀態公告日:

2015.01.07|||2012.02.01|||2011.12.14

法律狀態類型:

授權|||實質審查的生效|||公開

摘要

本文揭露了一種多重存取通訊系統。在一已予以描述的實施例中,本文揭露了一種分配該通訊系統的系統帶寬的方法且該方法包含以下步驟,在步驟402,劃分該多重存取通訊系統的系統帶寬以形成其中包括一或多對對稱于載波頻率的資源區塊;在步驟404,基于信道質量及對稱于該載波頻率的該資源區塊與其對應資源區塊之間的關聯來將一值分配給每一資源區塊;及在步驟406,所述對稱的資源區塊基于分配給各自的移動裝置來供信號傳輸的所述值被映射,以形成各自的資源組。

權利要求書

1.一種將一多重存取通訊系統的系統帶寬分配給多個通訊裝置的
方法,該方法包含以下步驟:
(i)劃分至少部分的該系統帶寬以形成資源區塊,在這些資源區塊
之間存在與一載波頻率對稱的一或多對所述資源區塊;
(ii)將所述一或多個資源區塊對選擇性地分配給一或各別的所述
多個通訊裝置。
2.如權利要求1所述的方法,其中所述資源區塊包含多個頻帶。
3.如權利要求1或2所述的方法,其中在所述一或多個資源區塊
對中的所述資源區塊包含一相鄰頻帶。
4.如權利要求1或2所述的方法,其中在所述一或多個資源區塊
對中的所述資源區塊包含一或多個不相鄰頻帶。
5.如權利要求前述任一項所述的方法,其進一步包含多于一資源
區塊對。
6.如權利要求5所述的方法,其進一步包含基于以下至少一者分
配一值給每一資源區塊對的所述資源區塊:所述資源區塊的信道質量
與該資源區塊對的所述對稱資源區塊的關聯。
7.如權利要求6所述的方法,其中步驟(ii)包括基于所述分配值
來分配該分配資源區塊對中的至少一者。
8.如權利要求5至7中任一項所述的方法,其進一步包含以下步
驟:將該多于一資源區塊對靠近系統帶寬的所述邊緣的一資源區塊對
分配給所述多個通訊裝置中的產生具有較大同相位/正交相位不平衡
(I/Q不平衡)的一通訊裝置。
9.如權利要求5所述的方法,其進一步包含,在步驟(i)的前,
基于所述多個通訊裝置對應的信號是如何轉換供傳輸來將所述多個通
訊裝置分組。
10.如權利要求9所述的方法,其進一步包含以下步驟:如果所
述相對應的信號是自基頻直接被轉換至射頻,將所述多個通訊裝置中
選定的數個通訊裝置分組為一第一組;且如果所述相對應的信號是基
于該超外差架構被轉換,將所述多個通訊裝置中選定的數個通訊裝置
分組為一第二組;并基于所述分組來分配所述多個資源區塊對。
11.如權利要求9或10所述的方法,其中將要分配的帶寬邊緣附
近的資源區塊對分配為該第一組。
12.如權利要求前述任一項所述的方法,其中在步驟(i)中劃分該
整個系統帶寬。
13.如權利要求前述任一項所述的方法,其中所述多個通訊裝置
使用OFDM來供信號傳輸。
14.一種處理一通訊裝置的一接收機的信號的方法,該通訊裝置
是在具有一系統帶寬的一多重存取通訊系統中的多個通訊裝置中的一
通訊裝置,該系統帶寬的至少一部分被劃分以形成資源區塊,其中有
對稱于一載波頻率的一或多對資源區塊,所述一或多個資源區塊對被
分配給一或各別的所述多個通訊裝置,該通訊裝置系被分配來自所述
一或多個資源區塊對的一第一資源區塊,該方法包含以下步驟:
接收所述一或多個資源區塊對中所攜載的所述信號,所述接收到
的信號包括所述多個通訊裝置的信號;
解映射所述接收到的信號以擷取僅來自該分配第一資源區塊對的
信號;并
基于所述解映射信號來恢復該通訊裝置的原始信號。
15.如權利要求14所述的方法,其中該第一資源區塊對包含一相
鄰頻帶。
16.如權利要求14或權利要求15所述的方法,其中在該恢復步
驟中包括由以下的一者來處理該信號:一最大可能性檢測器(ML)、一
有序連續干擾消除(OSIC)檢測器、或一迭代檢測器。
17.一種基站,被設定來依據如權利要求1至13中任一項所述的
方法來與多個通訊裝置通訊。
18.一種通訊網絡,被設定來在上行鏈路或下行鏈路通訊期間依
據如權利要求1至16中任一項所述的方法來通訊。
19.一種通訊裝置,被設定來依據如權利要求14至16中任一項
所述的方法來與一基站通訊。
20.一種用于被設定以分配該通訊系統的系統帶寬的一多重存取
通訊系統的集成電路(IC),該IC包含:
(i)一處理單元,其被設定以劃分該系統帶寬的至少一部分來形成
資源區塊,在這些資源區塊中存在對稱于一載波頻率的一或多對所述
資源區決,選擇性地將所述一或多個資源區塊對分配給一或各別的所
述多個通訊裝置。
21.一種用于被設定以處理一通訊裝置的一接收機的信號的一多
重存取通訊系統的集成電路(IC),該通訊裝置是具有一系統帶寬的一
多重存取通訊系統中的多個通訊裝置中之一,該系統帶寬的至少一部
分被劃分以形成資源區塊,其中有一或多對資源區塊對稱于一載波頻
率,所述一或多對資源區塊被分配給一或各別的所述多個通訊裝置,
該通訊裝置被分配一來自所述一或多個資源區塊對的第一資源區塊,
該IC包含被設定以接收攜載于所述一或多個資源區塊對中的所述信號
的一處理單元,所述接收到的信號包括適用于所述多個通訊裝置的信
號;
解映射所述接收到的信號以擷取僅來自該分配的第一資源區塊對
的信號;并
基于所述解映射的信號來恢復該通訊裝置的原始信號。
22.一種基站,包含有一依據權利要求20所述的集成電路。
23.一種通訊裝置,包含有一依據權利要求21所述的集成電路。

說明書

多重存取通訊系統

技術領域

此發明系有關于一多重存取通訊系統,特別但非專一地,涉及用
以分配該多重存取通訊系統的系統帶寬的方法和裝置。

背景技術

習知的正交頻分復用(OFDM)系統一般使用一超外差架構,其中升/
降轉換器在一數字域中操作。該轉換的一簡單表示是:基頻->IF(中
頻)->RF(射頻)。這被執行以使得同相位/正交相位(I/Q)調制/解調制
可被完美執行。

為了減少在調制/解調制過程中的組件數目及進而降低成本需求。
開發了一種超外差架構的替代架構。這就是零中頻(Zero-IF)架構,要
不然稱為直接轉換架構,其中在模擬域中RF信號被直接地轉換成基頻,
反之亦然。換言之,基頻->IF(中頻)反之亦然。雖然此低成本替代架
構具有減少硬件復雜度的優點,但是它的一主要缺點是引入了I/Q不
平衡。一般來說,存在兩類型的I/Q不平衡及差異在于其是否為頻率
的一函數,即與頻率無關或依頻率而定。這兩類型的I/Q不平衡的來
源及建模(modeling)是十分不同的。前者,與頻率無關的I/Q不平衡,
是本地振蕩器中硬件不準確的一結果且用一相位不匹配或一振幅不匹
配來建模。后者,依頻率而定的I/Q不平衡,由前端組件(包括低噪聲
放大器、低通濾波器及模擬/數字轉換器)引入并被建模為在I及Q分
支上的一時間脈沖響應不匹配。這些不匹配不僅減弱期望的信號,而
且在其它副載波上也引入載波間的相互干擾且放大噪聲。

許多最近的工作都聚焦在高效估計和補充算法的設計上以在各種
設定中,尤其是在單一天線OFDM系統的環境中發射并接收I/Q不平衡。
這些本領域的先前貢獻是基于此理解:發射和接收I/Q不平衡是降級
信號質量與系統性能的信道減損,且由所述不平衡所產生的干擾應該
受抑制。

發明內容

概括地,本發明提出一種資源區塊分配方法和利用I/Q不平衡來
實現分集增益的設備。換言之,本發明利用I/Q不平衡而非試圖減輕
或抑制不平衡。

依據本發明的一第一特定表式,本文提供了一種將一多重存取通
訊系統的系統帶寬分配給多個通訊裝置的方法,該方法包含以下步驟,
(i)劃分該系統帶寬的至少一部分以形成資源區塊,在這些資源區塊中
存在對稱于一載波頻率的一或多對數據區塊;(ii)將所述一或多個資
源區塊對選擇性地分配給一或各別的所述多個通訊裝置。

用如在詳細說明中予以描述的提出方法,這使該描述的實施例能
夠利用在該信號中的任何I/Q不平衡來實現分集增益。

例如可能只有一對資源區塊被分配給兩或多個通訊裝置。在此情
況中,仍需要選擇所述兩或多個裝置中哪一裝置被分配該資源區塊對。
亦設想的是,所述兩或多個通訊裝置共享該資源區塊對。例如,在某
一次,所述通訊裝置中的一通訊裝置使用該資源區塊對而在另一次另
一通訊裝置使用該資源區塊對。以此方式,這確保了所述通訊裝置被
分配了一對資源區塊以利用任何I/Q不平衡來實現分集增益。

優選地,所述資源區塊包含多個頻帶。在所述一或多個資源區塊
對中的所述資源區塊可包含一相鄰頻帶或它們可包含一或多個不相鄰
的頻帶。

有利地,該方法是用于要被分配的多于一資源區塊對。在此情況
中,該方法可包含基于以下當中的至少一者:所述資源區塊的信道質
量和該資源區塊對的所述對稱資源區塊的關聯來分配給每一資源區塊
對的所述資源區塊一值。該方法也可包括基于所述分配值來分配每一
資源區塊對。在替代方法中,設想的是,并非所有分配了值的所述資
源區塊對被按對分配給使用者。例如,如果該系統帶寬包含形成兩對
資源區塊的四資源區塊,設想的是所述對中的一對分配給一使用者(基
于所述分配值)而另一對可以以一習知方式來分配,例如每一資源區塊
分配給一使用者。因此,所述分配資源區塊的至少一分配資源區塊被
分配而可能不是所有。

作為一替代,該方法可包含該步驟:將來自該多于一資源區塊對、
靠近該系統帶寬的所述邊緣的一資源區塊對分配給產生具有較大同相
/正交相位不平衡(I/Q不平衡)的信號的所述多個通訊裝置的一通訊裝
置。

在一進一步的替代中,該方法可包含,在步驟(i)之前,將所述多
個通訊裝置分組,基于它們相對應的信號如何轉換來供傳輸。該方法
可進一步包含該步驟:如果所述相對應的信號自基頻被直接轉換為射
頻,將所述多個通訊裝置的選定的通訊裝置分組為一第一組;及如果
所述多個相對應的信號是基于該超外差架構而轉換,將所述多個通訊
裝置的選定的通訊裝置分組為一第二對;并基于所述分組來分配所述
多個資源區塊對。

優選地,將要分配的在該帶寬的邊緣附近的資源區塊對分配給該
第一組。

可在步驟(i)劃分整個帶寬系統。另外,只有該系統帶寬的一部分
是基于上面的方法來被劃分和分配,而其它部分以一習知方式來分配
給通訊裝置。這可當做一“混合”分配方法。

所述多個通訊裝置可使用OFDM來供信號傳輸。

一基站可使用上面討論的所述方法來與諸如在一蜂巢式網絡或其
它通訊網絡中的多個通訊裝置通訊。

在本發明的一第二特定表式中,本文提供一種處理一通訊裝置的
一接收機的信號的方法,該通訊裝置是在具有一系統帶寬的一多重存
取通訊系統中的多個通訊裝置中的一通訊裝置,該系統帶寬的至少一
部分被劃分以形成資源區塊,在這些資源區塊中存在與一載波頻率對
稱的一或多對資源區塊,它們被分配給一或各別的所述多個通訊裝置,
將來自一或多個資源區塊對的一第一資源區塊對分配給該通訊裝置,
該方法包含以下步驟:接收被攜載于所述一或多個資源區塊對中的信
號,所述接收到的信號適用于所述多個通訊裝置;解映射所述已接收
到的信號以擷取僅來自該已分配的第一資源區塊對的信號;并基于所
述解映射信號來恢復針對該通訊裝置的原始信號。

該第一資源區塊對可包含一相鄰頻帶。該恢復步驟可包括通過如
下中的一者:一最大可能性(ML)檢測器、一有序連續干擾消除(OSIC)
檢測器或一迭代檢測器處理該信號。

一通訊裝置可被設定以依據上面所述特征的該第二特定表式的該
方法來與一基站通訊。

一通訊網絡在上行鏈路或下行鏈路通訊期間可使用上面的所述方
法或較一般地供信號傳輸。亦設想的是,該方法可作為一集成電路來
實施,該集成電路形成本發明的該第三和第四特定表式,如下:

在本發明的一第三特定表式中,本文提供了一多重存取通訊系統
的一集成電路(IC),該多重存取通訊系統被設定用以分配該通訊系統
的系統帶寬,該IC包含:(i)一處理單元,其被設定以劃分該系統帶
寬的至少一部分來形成資源區塊,在這些資源區塊中存在與一載波頻
率對稱的一或多對資源區塊,選擇性地將所述一或多資源區塊對分配
給一或各別的所述多個通訊裝置。此一IC可用在一基站中。

在本發明的一第四特定表式中,本文提供一多重存取通訊系統的
一集成電路(IC),該多重存取通訊系統被設定用以處理一通訊裝置的
一接收機的信號,該通訊裝置是在具有一系統帶寬的一多重存取通訊
系統中的多個通訊裝置中的一通訊裝置,該系統帶寬的至少一部分被
劃分以形成資源區塊,在這些資源區塊中存在與一載波頻率對稱的一
或多對資源區塊,它們被分配給一或各別的所述多個通訊裝置,將來
自所述一或多個資源區塊對的一第一資源區塊對分配給該通訊裝置,
該IC包含:一處理單元,其被設定以接收被攜載于所述一或多個資源
區塊對中的所述信號,所述接收到的信號包括適用于所述多個通訊裝
置的信號;解映射所述已接收到的信號以擷取僅來自該已分配的第一
資源區塊對的信號;并基于所述解映射信號來恢復針對該通訊裝置的
原始信號。此一IC可用在一通訊裝置中。

附圖說明

為使本發明可被完全理解且易于付諸實施,現在將描述下面提供
的一非限制性范例說明本發明,所描述的示范實施例參照說明性附圖
被提供,其中:

圖1是一示意圖式,顯示用以發射具有發射I/Q不平衡的一復數
信號的一OFDM發射機的一部分;

圖2是顯示一第一數據副載波和一單一副載波對應體的平均最小
歐幾里德距離的一圖;

圖3是顯示在一頻率選擇信道中各種檢測方案的16-QAM調制的平
均BER的一圖;

圖4是顯示在一典型城市信道中的圖3檢測方案的QPSK調制的平
均BER;

圖5是顯示在一AWGN信道中的圖3檢測方案的16-QAM調制的平
均BER;

圖6是一顯示3GPP?LTE-A的上行鏈路的一SC-FDMA系統的各種組
件的方塊圖,該3GPP?LTE-A的上行鏈路具有映射或配對以利用一發射
信號的I/Q不平衡的副載波;

圖7a和7b說明習知資源分配方法;

圖7c說明依據本發明的該優選實施例的一資源分配方法;

圖8說明一現行LFDMA和群集的SC-FDMA資源區塊分配映射;

圖9是一流程圖,說明依據此發明的該優選實施例來分配資源的
步驟;

圖10是顯示具有一脈沖成型濾波器的各種資源區塊分配方案的峰
值與平均值功率比(PAPR)特性的一圖;

圖10是顯示不具有一脈沖成型濾波器的各種資源區塊分配方案的
峰值與平均值功率比(PAPR)特性的一圖;

圖12是顯示在3GPP?LTE-A上行鏈路中一蜂巢邊緣的一移動終端
的平均BER性能的一圖。

具體實施方式

為了了解優選實施例的優點和益處,以具有I/Q不平衡的一一般
系統開始是適合的。這之后將是一性能分析部分,該性能分析部分在
有和沒有基于I/Q的副載波配對的情況下研究該發射I/Q不平衡在一
最佳最大可能性檢測器(MLD)的該最小歐幾里德距離特性上的影響。接
著,該基于I/Q的副載波配對應用于第三代合作伙伴計劃高階長期演
進(3GPP-LTE-A)。

I)具有發射I/Q不平衡的系統模型

圖1顯示一系統模型及在此實施例中,這是具有N個副載波的一
單一天線OFDM發射機(未顯示)的一復數信號傳輸部分100。在該理想
情形中,沒有任何發射I/Q不平衡,該RF發射信號χRF(t)根據該基頻
發射信號x(t)按如下方式來表示。

xRF(t)=R{x(t)exp(jωct)}

=R{(R{x(t)}+jI{x(t)})(cos(ωct)+jsin(ωct))}

=R{x(t)}cos(ωct)-I{x(t)}sin(ωct),??????????????(1)

其中R{x(t)}與I{x(t)}分別是x(t)的實分量與虛分量,及ωc是載波頻
率。

在存在依頻率而定的發射I/Q不平衡的情況下,然而,該RF發射
信號遭受一振幅不匹配εT及一相位不匹配φT,如圖1所示。方程(1)
可接著被修改成

xRF(t)=R{x(t)}(1+εT)cos(ωct+φT)-I{x(t)}(1-εT)sin(ωct-φT),

且其基頻等效方程可由下式給定

xBB(t)=LPF{xRF(t)exp(-jωct)}

=R{x(t)}(1+εT)cos(φT)+I{x(t)}(1-εT)sin(φT)

+jR{x(t)}(1+εT)sin(φT)+jI{x(t)}(1-εT)cos(φT),(2)

其中LPF{·}是移除在±2ωc的任何仿樣的該低通濾波器操作。作為一
備注,為了此實施例,該振幅和相位不匹配被限制使得0<εT<1且
0≤φT≤π/4。

方程(2)通過使用下式可被進一步簡化

R{x(t)}=(x(t)+x*(t))/2和I{x(t)}=-j(x(t)-x*(t))/2

其中(·)*是復數共軛轉置。這致使

xBB(t)=αTx(t)+βTx*(t),

其中和在第k個副載波
上的相對應的頻域基頻等效發射信號由下式給定

XBB[k]=αTX[k]+βTX*[-k]

=αTX[k]+βTX*[N-k-1]。???????(3)

其中k=N0、N0+1…N0+K-2、N0+K-1、N0+K+1、N0+K+2…N0+2K。注意
的是,我們已假定,與大多數如果不都是多載波系統一樣,數據傳輸
可得的總副載波是自第N0個副載波開始的一偶數2K。該中心頻率或直
流(DC)副載波N0+K未用于數據傳輸。

自方程(3),可觀測到的是,X[k]受影像副載波的信號X[N-k-1]干
擾。

對于X[k],X[N-k-1]∈M,其中M是一調制字母表的所有可能的元
素的一集合,該極坐標表示被考慮到以使得該表示自等概率的M復數
星座點中的一點取值,但卻具有不同的振幅μk(m)和相位即,


其中,對于所有k,m=1,2,…,M,k=
N0、N0+1…N0+K-2、N0+K-1、N0+K+1、N0+K+2、N0+2K+1.,及ε{·}是期望運
算符。

設YBB[k]表示該基頻等效接收信號。它根據方程(3)可如下表示。

Y BB [ k ] = H [ k ] X BB [ k ] + W [ k ] ]]>


其中H[k]是第k個副載波的信道系數且其被建模為具有零均值及
方差的一獨立且相等分布的(i.i.d.)復數高斯隨機變量。再者,
W[k]是該副載波k的加成性白高斯噪聲(AWGN)且它是具有零均值及方
差的一i.i.d.復數高斯隨機變量。此外,H[k]與W[k]彼此相互獨立。
自方程(5),清楚的是,該接收到的信號由不僅該期望的副載波(由αT縮
放)而且該影像副載波(由βT縮放)構成。

為了量化這些不匹配的效果,考慮由下式給定的鏡像抑制比
(IRR):

IRR = | α T | 2 | β T | 2 ]]>

= cos 2 φ T + ϵ T 2 sin 2 φ T ϵ T 2 cos 2 φ T + sin 2 φ T . - - - ( 5 ) ]]>

在沒有發射I/Q不平衡(即εT=φT=0)的一理想情形中,IRR是無窮
值。事實上,該IRR值視感興趣的應用而定,且典型的范圍是自30dB
至80dB。

另一種選擇是考慮該接收信號干擾噪聲比(SINR)。以該信道系數
H[k]及該影像副載波μN-k-1(m′)的星座符號的振幅為條件,其中m′=1、
2…、M,該影像信號與方程(5)中的噪聲的和是具有方差
的一零均值復數高斯變量。μk(m)的一特定實現(即
X[k]的該M星座符號中的一星座符號的振幅)的該接收SINR由下式給

SINR k ( μ k ( m ) | μ N - k - 1 ( m ) , H [ k ] ) = | α T H [ k ] | 2 μ k 2 ( m ) | β T H [ k ] | 2 μ N - k - 1 2 ( m ) + σ ω 2 ]]>

= ( cos 2 φ T + ϵ T 2 sin 2 φ T ) | H [ k ] | 2 μ k 2 ( m ) ( ϵ T 2 cos 2 φ T + sin 2 φ T ) | H [ k ] | 2 μ N - k - 1 2 ( m ) + σ ω 2 . - - - ( 6 ) ]]>

漸進地,當方程(6)變成

lim σ ω 2 0 SINR k ( μ k ( m ) | μ N - k - 1 ( m ) , H [ k ] ) = ( cos 2 φ T + ϵ T 2 sin 2 φ T ) μ k 2 ( m ) ( ϵ T 2 cos 2 φ T + sin 2 φ T ) μ N - k - 1 2 ( m ) . ]]>

參考上面的漸進表式,可觀測到的是當εT≠0及φT≠0時,該有條件
的SINR并不接近一無窮值。換言之,在存在發射I/Q不平衡的情況下
在該SINR上存在一上限(ceiling)/帽(cap)。此外,如果
對于所有m及m′,該漸近SINR等效于方程(4)中的該
IRR。

雖然自方程(6)清楚的是,在存在發射I/Q不平衡的情況下,實現
的SINR性能隨著噪聲方差的減小被一上限覆頂,然而,下一部分將
分析地顯示的是,用一些適當的接收機處理,系統性能可出乎意料的
顯著提高。

II)性能分析

在2007年春四月IEEE?VTC學報中第2175至2179頁[Jin等人]Y.
Jin、J.Kwon、Y.Lee、J.Ahn、W.Choi與D.Lee的文章“Obtaining?
diversity?gain?coming?from?IQ?imbalance?under?carrier?frequency?
offset?in?OFDM-based?systems”中,通過模擬提出的是,當一期望
副載波的一接收到的信號受適當接收機處理(諸如最大可能性檢測器
(MLD)以及在頻率選擇衰減信道中的影像副載波)來處理時,可獲得分
集增益。

然而,Jin等人的教示僅是模擬。

為了提供對該已描述的實施例的益處的一理解,下面的章節將討
論具有如本發明所提出的一基于I/Q的副載波配對(即該期望的副載波
與它的影像副載波的配對)的一最佳最大可能性檢測器的最小歐幾里
德距離特性并評估一最佳最大可能性檢測器的發射分集順序。所述多
個結果接著與一習知基于單一副載波的MLD(即沒有任何副載波配對)
及具有相同副載波配對的一迫零(ZF)檢測器的多個發射分集順序比
較。

具有基于I/Q的副載波配對的最大可能性檢測器(I/Q-MLD)

參考方程(5),第k個副載波YBB[k]的基頻接收到的信號是它自身的
副載波X[k]與一影像副載波X[N-k-1]的發射信號的一函數。如果YBB[k]以
如下方式與該第(N-k-1)個副載波的基頻接收信號的復數
共軛轉置配對,



則自方程(7)可觀測到的是,由于該兩發射符號X[k],X*[N-k-1]被發
射同時遍及兩不同的副載波,發射分集潛在地被提供在一頻率選擇衰
減信道中。

基于1998年11月關于信息論的IEEE學報第2988至第2997頁第
7號第44卷E.Soljanin與C.N.Georghiades在“Multihead?
detection?for?multitrack?recording?channels”中提出的技術,具
有方程(7)的該基于I/Q的副載波配對的一最佳MLD的一最小歐幾里德
分析被完成,即

X ^ k = arg min X k | | Y k - H k X k | | 2 , - - - ( 8 ) ]]>

其中是Xk的估計,及(·)T是轉置。為了參考
簡單,貫穿本說明,我們把此MLD當做“I/Q-MLD”。

考慮該最小歐幾里德距離的根本重要性在于,該方程

P ( X ^ k = X k | H k ) η log 2 M Q ( υ d min , k 2 σ ω 2 ) , - - - ( 9 ) ]]>

極佳地估計在該高信號噪聲比(SNR)的位錯誤率(BER),及該發射
分集(指在高SNR該平均BER對SNR曲線的斜率大小)依據如下方程容
易評估:


其中,η及υ是依星座而定的參數,Q(·)是標準Q函數,及是
I/Q-MLD的最小距離表式,其通過遍及所有可能的非零正規化錯誤事件
最小化平方的歐幾里德距離d2(Ek)來獲得

E k = X k - X ^ k = | E [ k ] , E * [ N - k - 1 ] | T M , ]]>

d min , k 2 = min E k 0 d 2 ( E k ) . ]]>

在下面的結果中,存在一假設:完整合成信道狀態信息(CSI)Hk
(即信道狀態信息H[k],H[N-k-1]、振幅不匹配εT及相位不匹配φT)在該
接收機是已知的。

定理1

d 0 2 = min E [ k ] 0 | | E [ k ] | | 2 = min E [ N - k - 1 ] 0 | | E [ N - k - 1 ] | | 2 . - - - ( 11 ) ]]>

對于一特定相位不匹配φT,根據振幅不匹配εT,I/Q-MLD的最小歐
幾里德距離被表示如下

d min , k 2 = ( ( cos 2 φ T + ϵ T 2 sin 2 φ T ) | H [ k ] | 2 + ( ϵ T 2 cos 2 φ T + sin 2 φ T ) | H [ N - k - 1 ] | 2 ) d 0 2 , 0 ϵ T c ( φ T ) ( 1 - ϵ T ) 2 ( | H [ k ] | 2 + | H [ N - k - 1 ] | 2 ) d 0 2 , c ( φ T ) ϵ T 1 , - - - ( 12 ) ]]>

其中

c ( φ T ) = - b ± b 2 - 4 ac 2 a , ]]>

而a=|H[N-k-1]|2sin2φT+|H[k]|2cos2φT,b=
-2(|H|[k]|2+|H[N-k-1]|2),及c=|H[N-k-1]|2cos2φT+|H[k]|2sin2φT。

定理1的證明

通過將方程(7)重排列為

Y k T = X k T H k T + W k T , ]]>

該平方的歐幾里德距離可表示為

d 2 ( E k ) = | | E k T H k T | | 2 ]]>

= ( | α T | 2 | H [ k ] | 2 + | β T | 2 | H [ N - k - 1 ] | 2 ) | | E [ k ] | | 2 ]]>

+ ( | α T | 2 | H [ N - k - 1 ] | 2 + | β T | 2 | H [ k ] | 2 ) | | E [ N - k - 1 ] | | 2 ]]>

+ α T β T * ( | H [ k ] | 2 + | H [ N - k - 1 ] | 2 ) ( | | E [ k ] | | ) ( | | E [ N - k - 1 ] | | ) ]]>

+ α T * β T ( | H [ k ] | 2 + | H [ N - k - 1 ] | 2 ) ( | | E * [ k ] | | ) ( | | E * [ N - k - 1 ] | | ) . - - - ( 13 ) ]]>

不失一般性,假設

|αT|2|H[N-k-1]|2+|βT|2|H[k]|2≥|αT|2|H[k]|2+|βT|2|H[N-k-1]|2,(14)

它等效于

|H[k]|2≤|H[N-k-1]|2,0≤εT≤1,且

為了找出最小距離所有可能的非零錯誤向量的集合
Ek=|E[k],E*[N-k-1]|T被劃分為如下兩種情況。

第1種情況:一非零錯誤元素

在此情況中,E[k]≠0,即
d2(Ek)=(|αT|2|H[k]|2+|βT|2|H[N-k-1]|2)||E[k]||2或
E*[N-k-1]≠0,它對應于

d2(Ek)=(|αT|2|H[N-k-1]|2+|βT|2|H[k]|2)||E[N-k-1]||2。

如果作一假設:對于兩副載波該單一副載波最小歐幾里德距離相
同,即如在方程(11)中則自方
程(14)清楚的是,在一非零錯誤元素的情況下該最小距離由下式給定

d min , k 2 = ( | α T | 2 | H [ k ] | 2 + | β T | 2 | H [ N - k - 1 ] | 2 ) d 0 2 ]]>

= ( ( cos 2 φ T + ϵ T 2 sin 2 φ T ) H [ k ] | 2 + ( ϵ T 2 cos 2 φ T + sin 2 φ T ) | H [ N - k - 1 ] | 2 ) d 0 2 . ]]>

換言之,當時實現該最小歐幾里德距離。

第2中情況:兩非零誤差元素

在此情況中,Ek的兩元素都是非零,即E[k]、E*[N-k-1]≠0。

給定方程(13),任何人可按如下方式來降低界限:

d 2 ( E k ) = ( | α T | 2 | H [ k ] | 2 + | β T | 2 | H [ N - k - 1 ] | 2 ) E [ k ] E * [ k ] ]]>

+ ( | α T | 2 | H [ N - k - 1 ] | 2 + | β T | 2 | H [ k ] | 2 ) E [ N - k - 1 ] E * [ N - k - 1 ] ]]>

+ α T β T * ( | H [ k ] | 2 + | H [ N - k - 1 ] | 2 ) E [ k ] E [ N - k - 1 ] ]]>

+ α T * β T ( | H [ k ] | 2 + | H [ N - k - 1 ] | 2 ) E * [ k ] E * [ N - k - 1 ] ]]>

( | α T | 2 | H [ k ] | 2 + | β T | 2 | H [ N - k - 1 ] | 2 ) | | E [ k ] | | 2 ]]>

+ ( | α T | 2 | H [ N - k - 1 ] | 2 + | β T | 2 | H [ k ] | 2 ) | | E [ N - k - 1 ] | | 2 ]]>

- α T β T * ( | H [ k ] | 2 + | H [ N - k - 1 ] | 2 ) | E [ k ] E [ N - k - 1 ] | ]]>

- α T * β T ( | H [ k ] | 2 + | H [ N - k - 1 ] | 2 ) | E * [ k ] E * [ N - k - 1 ] | ]]>

( | α T | 2 | H [ k ] | 2 + | β T | 2 | H [ N - k - 1 ] | 2 ) | | E [ k ] | | 2 ]]>

+ ( | α T | 2 | H [ N - k - 1 ] | 2 + | β T | 2 | H [ k ] | 2 ) | | E [ N - k - 1 ] | | 2 ]]>

- α T β T * ( | H [ k ] | 2 + | H [ N - k - 1 ] | 2 ) | E [ k ] | | E [ N - k - 1 ] | ]]>

- α T * β T ( | H [ k ] | 2 + | H [ N - k - 1 ] | 2 ) | E * [ k ] | | E * [ N - k - 1 ] | , - - - ( 15 ) ]]>

其中,該等式方程(15)在當E[k]=-E*[N-k-1]時實現。

通過考慮如下不等式

| E [ k ] | | E [ N - k - 1 ] | 1 2 ( | | E [ k ] | | 2 + | | E [ N - k - 1 ] | | 2 ) , ]]>

等式(15)可進一步降低界限為

d 2 ( E k ) ( | α T | 2 | H [ k ] | 2 + | β T | 2 | H [ N - k - 1 ] | 2 ) | | E [ N ] | | 2 ]]>

+ ( | α T | 2 | H [ N - k - 1 ] | 2 + | β T | 2 | H [ k ] | 2 ) | | E [ N - k - 1 ] | | 2 ]]>

- 1 2 α T β T * ( | H [ k ] | 2 + | H [ N - k - 1 ] | 2 ) ( | | E [ k ] | | 2 + | | E [ N - k - 1 ] | | 2 ) ]]>

- 1 2 α T * β T ( | H [ k ] | 2 + | H [ N - k - 1 ] | 2 ) ( | | E [ k ] | | 2 + | | E [ N - k - 1 ] | | 2 ) . ]]>

( | α T | 2 | H [ k ] | 2 + | β T | 2 | H [ N - k - 1 ] | 2 ) d 0 2 ]]>

+ ( | α T | 2 | H [ N - k - 1 ] | 2 + | β T | 2 | H [ k ] | 2 ) d 0 2 ]]>

- ( α T β T * + α T * β T ) ( | H [ k ] | 2 + | H [ N - k - 1 ] | 2 ) d 0 2 ]]>

= ( | α T - β T | 2 ) ( | H [ k ] | 2 + | H [ N - k - 1 ] | 2 ) d 0 2 . ]]>

= ( 1 - ϵ T ) 2 ( | H [ k ] | 2 + | H [ N - k - 1 ] | 2 ) d 0 2 . - - - ( 16 ) ]]>

這里注意的是,不等式(15)在E[k]=-E*[N-k-1]時實現,及該
不等式(16)在時實現。

最后,產生的最小距離表式方程(12)可通過將在上面兩種情況中
的下界結合而獲得。

直觀地,任何人自例如方程(6)中的SINR表式將預期到的是,該
發射I/Q不平衡的存在導致性能降級。有趣但不期望地,如參考定理1
中的該產生的最小歐幾里德距離表式方程(12),觀測到的是,最小距
離(或等效地該平均BER)隨著該振幅不匹配εT而增加(提高)直至到達
εT=c(φT)的該轉折點。

考慮到在定理1中取得的分析結果,下面顯示振幅及相位不匹配
在該發射分集順序上的影響。

推論1

在存在該發射I/Q不平衡的情況下,該I/Q-MLD的該發射分集順
序等于二。

推論1的證明

在高SNR,自方程(9)清楚的是,該有條件的BER隨著指
數地減小。由于|H[k]|2及|H[N-k-1]|2是1次卡方隨機變量,是
一2次加權卡方變量,其對應于該平均BER對SNR曲線中的一斜率2,
及等式(10)中的一值2。

必須注意的是,一般地,發射I/Q不平衡所提供的分集增益高度
依賴于如下兩因子。

●F1)比例因子βT。如果βT的值很小,或等效地如果該振幅及相位
不匹配的影響不重要,則|βT|2|H[N-k-1]|2對的影響是可忽略
的。在此情況下,任何人將期望的是,分集增益很小及I/Q-MLD的性
能將接近理想情形而沒有發射I/Q不平衡。

●F2)H[k]與H*[N-k-1]的關聯。將

ρ k = ϵ { H [ k ] H * [ N - k - 1 ] } ϵ { | H [ k ] | 2 } ϵ { | H [ N - k - 1 ] | 2 } ]]>

= ϵ { H [ k ] H * [ N - k - 1 ] } σ h [ k ] σ h [ N - k - 1 ] - - - ( 1 ) ]]>

●表示為在H[k]與H*[N-k-1]之間的一復數值及正規化的相關系
數。清楚的是,如果這兩信道系數高度不相關,及ρk→0,則由于該影
像副載波,該潛在增益很大。一般而言,ρk隨著該延遲展延而減小。

推論2

將AWGN信道作為一特殊情況。在存在發射I/Q不平衡的情況下,
I/Q-MLD的該生成的最小歐幾里德距離被表示為


推論2的證明

方程(17)的證明遵循如下事實

|H[k]|2=|H[N-k-1]|2=1對于所有k。

參考推論2,發現,盡管不存在頻率分集,但由于額外量的能量
(源于對該I/Q-MLD的振幅不匹配)在功率增益上存在一增加。此外,
可觀測到的是,最小距離等式(17)僅視在AWGN信道中的振幅不匹配εT
而非相位不匹配φT而定。

基于單一副載波的最大可能性檢測器(沒有副載波配對)

具有一習知基于單一副載波MLD(即沒有副載波配對)的該I/Q-MDL
的性能與上面比較。不失一般性,假定|H[k]|2≤|H[N-k-1]|2。平方歐
幾里德距離由下式給定

d 2 ( E k ) - E [ k ] E * [ N - k - 1 ] α T H [ k ] β T H [ k ] 2 ]]>

= ( | α T | 2 | | E [ k ] | | 2 + | β T | 2 | | E [ N - k - 1 ] | | 2 ]]>

+ α T β T * E [ k ] E [ N - k - 1 ] + α T * β T E * [ k ] E * [ N - k - 1 ] ) | H [ k ] | 2 . - - - ( 18 ) ]]>

最小距離通過遍及所有可能的非零錯誤事件(即
[E[k]E*[N-k-1]]≠0)最小化在方程式(18)中的d2(Ek)而獲得,且其由
下式給定

d min , k 2 = ( | α T - β T | 2 ) | H [ k ] | 2 d 0 2 ]]>

= ( 1 - ϵ T ) 2 | H [ k ] | 2 d 0 2 - - - ( 19 ) ]]>

與該I/Q-MLD類似,當E[k]=-E*[N-k-1]且
時獲得最小值。

對于在AWGN信道的特定情況中,方程式(19)被簡化為

d 2 ( E k ) = ( 1 - ϵ T ) 2 d 0 2 . - - - ( 20 ) ]]>

自方程(19)及方程(20),可觀測到的是,習知的基于單一副載波
的MLD的最小歐幾里德距離僅是振幅不匹配的一函數,及它以與εT成
正比的一速率減小,這與在先前子部分中所作的分析結論(I/Q-MLD的
該最小距離對發射I/Q不平衡的某些值增加)相反。此外,自方程(9)
及方程(10)清楚的是,在此情況下不提供發射分集。

具有基于I/Q的副載波配對的迫零檢測器(I/Q-ZFD)

為了比較的目的,也考慮具有相同副載波配對方程(7)的一次佳但
低復雜度迫零(ZF)檢測器

H k - 1 = 1 ( | α T | 2 - | β T | 2 ) H [ k ] H * [ N - k - 1 ] α T * H * [ N - k - 1 ] - β T H [ k ] - β T * H * [ N - k - 1 ] α T H [ k ] . - - - ( 21 ) ]]>

具有接收信號向量Yk的前乘方程(21)產生對xk的該ZF估計:

X ^ k = H k - 1 Y k ]]>

= X k + H k - 1 W k ]]>

第k個副載波的相對應的瞬時后檢測SINR則被表示為

γ [ k ] = ϵ { | X [ k ] | 2 } [ Q k ] 1,1 = [ Q k ] 1,1 - 1 , - - - ( 22 ) ]]>

其中,[Qk]i,j,是Qk的第(i,j)項,Qk是以為條件的噪聲協方差
且由下式給定

Q k = ϵ { H k - 1 W k W k * ( H k - 1 ) * } ]]>

= σ ω 2 H k - 1 ( H k - 1 ) * . ]]>

= σ ω 2 ( | α T | 2 - | β T | 2 ) 2 | H [ k ] | 2 | H [ N - k - 1 ] | 2 ]]>

| α T | 2 H [ N - k - 1 ] | 2 + | β T | 2 | H [ k ] | 2 - α T * β T | H [ N - k - 1 ] | 2 - α T * β T | H [ k ] | 2 - α T β T * | H [ N - k - 1 ] | 2 - α T β T * | H [ k ] | 2 | β T | 2 | H [ N - k - 1 ] | 2 + | α T | 2 | H [ k ] | 2 . ]]>

由于0≤|αT|2,|βT|2≤1,在方程(22)中的可如下上限化。

[ Q k ] 1,1 - 1 σ ω 2 2 min { | α T | 2 , | β T | 2 } 2 | H [ N - k - 1 ] | 2 | H [ k ] | 2 ( | H [ N - k - 1 ] | 2 + | H [ k ] | 2 ) ]]>

1 4 min { | α T | 2 , | β T | 2 } ( | H [ k ] | 2 + | H [ N - k - 1 ] | 2 ) ]]>

= Δ γ UB , k . - - - ( 23 ) ]]>

由于|H[k]|2與|H[N-k-1]|2是1次卡方隨機變量,γUB,k應該是2
次卡方隨機變量。換言之,該I/Q-ZFD相對于沒有該發射I/Q不平衡
的理想情形最高提供一額外次的發射分集。然而,在方程(22)中的不
等式僅當|αT|2=|βT|2且|H[k]|2=|H[N-k-1]|2(即當兩副載波經歷平坦衰
減信道)時才實現。因此,I/Q-ZFD最多根據功率增益而非分集增益來
提供性能改進,并接近沒有發射I/Q不平衡的理想情形的性能。

數值結果

提供蒙地卡羅法來評估該I/Q-MLD相對于基于單一副載波的對應
體及次佳但低復雜度I/Q-ZFD的性能。也比較沒有I/Q不平衡的理想
情形與最差情況方案(發射I/Q不平衡在接收機被忽視,即補償/消除
與副載波配對都沒有完成)的性能。

如在表格1中顯示多個仿真參數。這完全是作為范例,可考慮其
它組態及參數。

表格1

模擬參數



對于一第一范例,觀測到發射I/Q不平衡對在對于所有副載波
ρk=0的一理想頻率選擇信道中的三檢測方案的影響。圖2顯示一第一
數據副載波102的最小歐幾里德距離,這是100000信道實現中
的平均。自圖2將明白的是,I/Q-MLD的最小距離首先隨著εT而增加,
之后當在εT=0.40到達最大時隨εT快速減小。這些觀測符合在定理1中
取得的分析結果。此外,應該明白的是,I/Q-MLD?102就εT的各不同值
勝過單一副載波對應體104。例如,當εT=0.3時,最小距離自0.2456
至0.6463顯著增加(當使用副載波配對方程(7)時)。在最小距離上的
此一增加,任何人可期望的是,如圖3顯然,I/Q-MLD在平均BER上產
生一顯著減小。

此外,自該圖中可觀測到的是,在高SNR該平均BER對SNR曲線
的斜率大于該I/Q-MLD,這也與在提供分集增益的定理1中給出的分析
結論一致。

總之,以適當的副載波配對,發射I/Q不平衡可提高系統性能。
例如,當SNR=20dB,該習知的MLD及沒有發射I/Q不平衡的BER分別
為1.1×10-2與2.4×10-3。當考慮副載波配對方程(7)時,所述BER
對于ZF檢測器與MLD分別被顯著地提高至4.8×10-3與3.9×10-4。

接著,研究在一顯示典型城區傳播模型中的這些檢測方案的平均
BER性能并使用一在3GPP?LT-A中廣泛考慮的一二十接頭(tap)多路
徑信道(參見,例如:第三代合作伙伴計劃(3GPP):技術規格組無線接
入網絡:進一步推動E-UTRA(高級LTE)(發行8)的需求)[在線
-http://www.3gpp.org/ftp/Specs/html-info/36913.htm]。

圖4是顯示圖3的檢測方案以及一邊緣副載波對106及一中心副
載波對108的平均系統性能的一圖。自圖4應該明白的是,在中到高
SNR邊緣副載波對106勝過中心副載波對108大約2dB。用早前的備
注(F2)來解釋此觀測,即當配對的副載波彼此接近時,該關聯ρk增加。
此外,觀測到的是,對于該I/Q-MLD的平均BER與SNR曲線的斜率與
沒有發射I/Q不平衡的理想情形類似(即,該I/Q-MLD主要有助于功率
增益,而非對系統的分集增益)。此觀測也可用F2(見早前段落)來解釋,
即,當與理想頻率選擇信道比較時,由于這里考慮現實信道模型中有
限數目的多路徑,延遲傳播較小。應該提到的是,只有在這些載波上
的位錯誤被計算在內以顯示邊緣副載波具有較好的性能(由于較高的
信道變化)。

最后,亦考慮一AWGN信道的特殊情況。圖5是顯示在一AWGN信
道中圖3的三檢測方案的所述多個平均BER的一圖。該I/Q-MLD相對
沒有發射I/Q不平衡的理想情形僅提供一輕微改進。此結果與在推論2
中取得的分析結果一致,即,在存在頻率分集的情況下,最小歐幾里
德距離剛好增加(在此情況中,),這太小而不能引起平均
BER的一顯著減小。然而,它仍顯著地勝過習知MLD大約3dB。

上面的原理限制將應用于3GPP。

III)與3GPP?LTE-A配對的副載波的應用

在此范例中,基于I/Q的副載波配對方程(7)作為對現有資源區塊
分配策略的一有利替代應用于3GPP?LTE-A。

以一些背景來開始將是適合的。單一載波分頻多重存取(SC-FDMA)
在移動終端的發射機端利用單一載波調制及順序傳輸及在基站的接收
機端利用頻域等化(FDE),且它是SC/FDE技術的一擴展以適應多重存
取。由于它固有的單一載波結構,SC-FDMA信號比正交頻分多重存取
(OFDMA)具有一較低的峰值與平均值功率比(PARR),這意味著,所述多
個移動終端的功率傳輸效率增加了,及區域涵蓋范圍可相應地擴展。
由于在3GPP?LTE-A中提供廣域涵蓋范圍比對一較高數據率的需求較重
要,作為一上行鏈路多重存取方案,SC-FDMA較佳于OFDMA。

圖6是顯示3GPP?LTE-A的上行鏈路的一SC-FDMA系統200的各種
組件的一方塊圖。簡要地,該系統200包括一傳輸部分210、一接收部
分250及將該傳輸部分210與該接收部分250通訊性地鏈接的一傳輸
通道信道280。該傳輸部分210包括依據一傳輸方案用以編碼一信號的
一編碼器212、用以將該信號自時域轉換成頻域的一離散傅立葉轉換器
(DFT)模塊214、用以處理來自該DFT模塊214的該轉換信號的一副載
波映射模塊216及用以接收來自副載波映射模塊216的該信號的一反
DFT(IDFT)模塊218。在該反DFT的后之后,一循環前綴插入模塊220
插入該必需的填充(即循環前綴)及一脈沖成型模塊222濾波該信號以
使得該信號適于通過傳輸通道信道280傳輸。

在一范例中,傳輸部分210例如可以是一蜂巢式網絡的一基站的
一部分,及接收部分250可以被包括于在該蜂巢式網絡中運作的每一
通訊裝置中。該通訊裝置可以是移動電話、計算機或其它移動裝置。
當然,它可以不是一蜂巢式網絡而是設想的其它無線通訊網絡。

在接收部分250,出現多個相反步驟,因而接收部分250包括用以
移除來自接收信號的填充的一循環前綴移除模塊252、用以將該接收信
號轉換成頻域的一DFT模塊254、用以改變該信號的頻率響應以使得其
適于下一過程的一副載波解映射模塊256及一頻域等化模塊258。在該
頻域等化模塊258之后,存在一IDFT?260來將該信號轉回到時域及一
譯碼器262來獲得原始發射信號。

自圖6,應該明白的是,系統200除了所述多個時域輸入數據符號
被DTF模塊214(之后是副載波映射模塊216,在執行OFDMA調制之前)
轉換成頻域以外,極類似于一OFDMA系統。換言之,對于OFDMA,未必
具有DFT模塊214及IDFT模塊260。注意的是,SC-FDMA也稱為DTF
傳播OFDMA。與OFDMA的相同的處在于,它在基頻到RF轉換期間遭受
類似的發射I/Q不平衡。

除了副載波映射模塊216及副載波解映射模塊256之外,系統200
的各種區塊是習知的(及因此,不必對這些區塊詳細描述)。下面的討
論因而將聚焦于這兩模塊216、256。

副載波映射/資源區塊分配

副載波映射的主要目的是遍及整個系統帶寬將不同移動終端的
DFT譯碼輸入數據分配給數據副載波(或資源區塊)。然而,對于具有大
量移動終端及副載波的系統(諸如3GPP?LTE-A),包含在各個副載波分
配中的運算復雜度非常巨大。因此,上行鏈路及下行鏈路的基本排程
單元是由幾個連續副載波組成的一資源區塊(RB)。特定地,在3GPP
LTE-A中,一RB包含具有15kHz的一副載波帶寬的12連續的副載波
或具有7.5kHz的一副載波帶寬的24連續副載波。

在3GPP?LTE-A中,當下使用幾個資源區塊映射方法。這些方法中
的兩方法包括局部的副載波映射及群集的區塊映射。為了符號說明的
簡單,它們分別稱為LFDMA及群集的SC-FDMA(CL-SC-FDMA)。

對于LFDMA,一移動終端的所有DFT預編碼輸入數據被映射在連續
數據區塊(RB)上。在具有三移動終端或裝置300、302、304的圖7(a)
中顯示LFDMA的一說明性范例。這里移動#1的輸入數據300被映射在
4相鄰RS?306、308、310、312上,它們被限定為系統帶寬的一連續片
段。同樣情況適用于在此方案下的移動#2及#3?302、304。

作為對LFDMA的一替代,已提出CL-SC-FDMA。圖8顯示LFDMA與
CL-SC-FDMA的所述多個資源區塊分配方法的之間的一說明性的比較。
與該LFDMA相比,CL-SC-FDMA的該預編碼數據被映像映射至多個群集
320,每一群集由連續的RB組成。在圖7(b)圖中顯示CL-SC-FDMA的一
范例,其中每一群集320包含兩連續RB。對每一移動終端的群集分配
高度依賴于該排程政策及頻率資源的可得性。使用此范例,在該兩非
相鄰群集(一群集具有RB#1及#2,另一群集具有RB#5及#6)被分配給移
動#3時,該兩相鄰群集(即RB#9至#12)被分配給移動#2。注意的是,
LFDMA實際上是CL-SC-FDMA(在每一移動僅具有一群集的情況下)的一
特殊情況。當與該LFDMA比較時,清楚的是,CL-SC-FDMA提供一較大
程度的上行鏈路排程彈性,且通過例如分配對一移動終端在整個系統
上帶寬處于有利通道信道條件的RB的群集來提高頻率分集。然而,
CL-SC-FDMA的缺點及一問題是它傾向于支持靠近多個基站的移動終
端。對于那些位于蜂巢邊緣的終端,由于欠佳的信道條件,潛在的頻
率分集增益可以是最小的。

為了克服上面的缺點,建議依據本發明的優選實施例,以及如圖9
中所顯示的多個步驟來分配資源。

在步驟402,系統帶寬被劃分以形成多個資源區塊。此劃分是優選
的:各資源區塊可與所述多個資源區塊中的對稱于一載波或中心頻率
的另一資源區塊配對。圖7(c)說明對于一基于I/Q不平衡的
CL-SC-FDMA方案所述多個資源如何被分配。在圖7(c)資源區塊#6與#7
之間的載波頻率314相對應于在圖中未顯示的一DC副載波,因為它是
一無效副載波而非一數據副載波。

步驟404接著分配一值給每一資源區塊,基于它的信道質量及/或
配對的資源區塊的關聯。基于配對的資源區塊的關聯完成這個的一范
例是依據它們的關聯來排列所有的資源區塊對并使用每對它們的排名
作為它們的值。作為一替代,如果配對的資源區塊的確切的關聯是不
可得的,資源區塊到中心頻率的距離可用來作為值(稱為一優先值)。
配對的資源區塊越靠近中心頻率,大體上關聯就越高且I/Q不平衡分
集增益的可能性較低(即具有一較低優先值)。

接著依據所述多個值在步驟406將資源區塊分配給移動終端(或使
用者)。例如,具有較好信道質量及較低關聯的一對資源區塊可給予一
較高的值并分配給包含顯著I/Q不平衡以最大化總的系統性能的移動
終端。

除了步驟404及406以外,也存在分配資源區塊的其它方式。例
如,資源區塊可以以一對稱方式群集的來分配或不然分配給移動終端
或通訊裝置。此外,將一或多個資源區塊群集于對稱的任一端上是不
重要的,只要每一資源區塊對應地與在該對稱的另一端上的它的對稱
對應體相配對。

資源區塊可基于組類型而分配。為了詳細描述,移動終端或通訊
裝置可基于系統架構來分組。特定地,依據所述移動終端用于基頻至
RF信號轉換的那一系統架構將其劃分為兩或多組。換言之,分組是基
于所述信號是如何被轉換用于傳輸。對于實施低成本零IF架構且具有
不可忽略發射I/Q不平衡的那些組,它們被置于一“低成本組”。相
反,對于實施習知超外差架構具有最小或甚至可忽略I/Q不平衡的那
些組,它們被置于該“高水平組”。

基于早前予以描述的分析結果,清楚的是,如果考慮如方程(7)中
所示的基于I/Q的副載波配對,低成本組的終端的系統性能相對于降
級將提高。圖4也支持這個,顯示的是,由于ρk隨著配對的資源區塊/
副載波之間的間隔而降低,邊緣副載波的系統性能比中心副載波的系
統性能較好。

基于按組執行的群集分配范例,將包含對稱資源區塊的邊緣群集
分配給低成本組的終端,而將中心群集分配給其它組的終端。為了給
出進一步的范例,基于該假設,即,移動#1與#2屬于低成本組而移動
#3在高水平組中。自圖7c中,將明白的是,將具有一資源組(具有對
稱于中心頻率的四RB?316、318)的邊緣群集分配給移動#1,而將由另
一資源組形成的RB#3、4、9、10分配給移動#2。

至于移動#3,因為發射I/Q不平衡的影響,及因此潛在可實現的
分集增益較小,僅將形成一進一步的資源組的中心群集(RB#5至#8)分
配給它。

通過按上面的方式來分配移動終端,低成本組移動能夠在它們的
發射信號中利用I/Q不平衡并產生分集增益。高水平組保持相對較少
受影響,因為它們的發射信號包含不顯著的I/Q不平衡且它們被分配
靠近對稱中心(即便考慮I/Q不平衡受益也將不顯著的頻率)的資源區
塊。

替代地,可使用在分配步驟404及406中的一混合方法來分配資
源區塊。例如,總的可得頻帶或資源區塊可被劃分為兩或多組。只有
一或多組資源依據上面予以描述的方法來被分配以利用I/Q不平衡分
集。其它組的資源區塊可被不同分配,例如使用習知的基于群集的技
術。

解映射模塊

在例如一移動通訊裝置的接收部分250,接收到的時域信號被循環
前綴移除模塊252來處理并接著被DFT模塊254自時域轉換成頻域。

應該注意的是,所述接收到的時域信號包括在通訊網絡中所有通
訊裝置的信號,且因而頻域信號占據整個頻帶并包括所有通訊裝置的
所有信號。

在每一通訊裝置中,解映射模塊256擷取屬于分配給特定通訊裝
置或使用者的資源區塊對的頻域信號。例如,及參考圖7c,移動#1的
解映射模塊256被設定以自資源區塊對316、318擷取或僅取走信號,
然而移動#2被設定以在由資源區塊3、4、9、10所定義的資源區塊對
上擷取信號。

在解映射模塊256已自該分配的資源區塊對擷取相對應的信號之
后,頻域等化模塊258逐副載波對信號執行等化。

作為替代,對于該資源區塊對的2或多副載波執行聯合等化是優
選的。可明白的是,所述兩副載波是對稱于一載波頻率以實現分集增
益。最大可能性檢測(MLD)可用于聯合檢測。如果MLD的復雜度重要,
可考慮較低復雜度等化/檢測,諸如各種接近MLD或干擾消除類型或迭
代算法。

最后,等化的信號被IDFT模塊260轉回到時域并被譯碼器262解
碼以獲得原始信號。

數值結果

基于資源區塊映射使用各種資源區塊分配方案(包括OFDMA、
LFDMA、群集SC-FDMA及基于I/Q的CL-SC-FDMA)的上行鏈路3GPP?LTE-A
的PAPR及平均BER受研究。表格II總結了用于一簡化的上行鏈路3GPP
LTE-A系統(用于基準各種方案)的模擬參數。在該模擬中,假設的是,
由排程器來執行到移動終端的群集/RB分配以使得群集/RB基于移動終
端的信道條件被有利選擇。

表格II

3GPP?LTE-A上行鏈路的簡化的模擬參數


各種資源區塊分配方案的PAPR特性是基于它們的互補累積分布函
數(CCDF)而分析,其指PAPR比某一臨限值PAPR0較高的可能性。圖10
和11分別顯示具有及不具有實施作為脈沖成型濾波器的一升余弦濾波
器的CCDF。當使用QPSK與16QAM時,基于I/Q不平衡的CL-SC-FDMA
就99.9百分位數PAPR而言對于CL-SC-FDMA分別具有大約0.5dB及
0.3dB增益。結果與測定一致:PAPR隨著群集數而增加,及脈沖成型
濾波器對LFDMA的PAPR特性僅有一最小影響。

圖12顯示在3GPP?LTE-A上行鏈路中蜂巢邊緣的一移動終端的平
均BER性能。在模擬中,I/Q-MLD用于基于I/Q的CL-SC-FDMA,及在
LFDMA、CL-SC-FDMA及OFDMA中考慮習知的MLD。自圖12清楚的是,
基于I/Q不平衡的I/Q-MLD實現一顯著改進。這主要是由于所予以描
述的實施例利用而非減緩發射I/Q不平衡。

基于如上內容,可以看出的是,在發射分集順序上的發射I/Q不
平衡對一單一天線OFDM系統的平均BER性能具有一顯著影響。尤其,
發射I/Q不平衡的潛在增益可通過考慮一基于聯合副載波的最大可能
性檢測器來利用,該最大可能性檢測器將期望的副載波的接收信號與
其影像副載波的復數共軛轉置相配對。使用最小歐幾里德距離分析,
顯示的是,最小距離隨著振幅不匹配的一定范圍而增加,且可提供至
多2的一發射分集順序。然而,值得注意的是,可實現的分集增益高
度依賴于振幅及相位不匹配的值、多路徑衰減剖面和配對的副載波之
間的信道系數的關聯。

通過考慮副載波配對,可放松對RF收發機受制于I/Q不平衡的條
件。換言之,如果它們的值落入可最大化在定理1及推論2中取得的
最小歐幾里德距離的某一范圍,未必完全補償振幅及相位不匹配。

所描述的實施例不應該被理解為限制性的。例如,該予以描述的
實施例將副載波分配描述為一方法,但是明顯的是,該方法可以作為
一裝置較特定地作為一集成電路(IC)而實施。在此情況下,該IC可包
括被設定以執行早前所討論的各種方法步驟的一處理單元。此外,在
圖7(a)至(c)中描述了移動裝置#1、#2及#3,但是可設想其它通訊裝
置而不僅僅是移動裝置。該予以描述的實施例在一蜂巢式網絡中尤其
有用,諸如采用3GPP?LTE的一網絡,但是應該明顯的是,該予以描述
的實施例也可用于其它無線通訊網絡中供語音及/或數據的通訊。

該予以描述的實施例討論的是,所述多個資源區塊是對稱于該載
波頻率或中心頻率。這可作為所述多個資源區塊對的一“中心”頻率
而不是系統帶寬的“中心”。

雖然予以描述的實施例描述了一多于一的資源區塊對,但是例如
可僅有一對資源區塊分配給兩通訊裝置。在此情況下,仍需要選擇所
述兩或多個裝置中的哪一裝置被分配該資源區塊對。亦設想,所述兩
或多通訊裝置共享該資源區塊對。例如,在一次多個通訊裝置的一通
訊裝置利用該資源區塊對而在另一次另一通訊裝置利用該資源區塊
對。以此方式,這確保了通訊裝置被分配一對資源區塊以利用任何I/Q
不平衡來實現分集增益。

雖然本文在先前描述中已描述了本發明的實施例,但是熟于相關
技藝者將理解的是,在不背離如權利要求所主張的范圍的情況下,可
在設計、建構及/或操作的細節上做許多變化。

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多重 存取 通訊 系統
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