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壓電致動器驅動電路.pdf

摘要
申請專利號:

CN201010290843.1

申請日:

2010.09.15

公開號:

CN102025338B

公開日:

2015.01.07

當前法律狀態:

授權

有效性:

有權

法律詳情: 授權|||實質審查的生效IPC(主分類):H03H 9/15申請日:20100915|||公開
IPC分類號: H03H9/15 主分類號: H03H9/15
申請人: 株式會社村田制作所
發明人: 神谷岳; 田端利成
地址: 日本京都府
優先權: 2009.09.18 JP 2009-218188
專利代理機構: 上海專利商標事務所有限公司 31100 代理人: 侯穎媖;胡燁
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法律狀態
申請(專利)號:

CN201010290843.1

授權公告號:

102025338B||||||

法律狀態公告日:

2015.01.07|||2011.06.08|||2011.04.20

法律狀態類型:

授權|||實質審查的生效|||公開

摘要

本發明構成一種即使是在使容易發生高次諧振的振動體進行振動的情況下也能穩定地進行自激振蕩的壓電致動器驅動電路。在壓電致動器(a)的電流通路中,插入了檢測電流用的電阻(R)。該電阻(R)的電壓降的信號通過帶通濾波器(BPF)正反饋到放大電路(AMP)。放大電路(AMP)的輸出信號通過帶阻濾波器(BEF)負反饋到放大電路(AMP)。帶通濾波器(BPF)使具備壓電致動器的壓電裝置的基波諧振頻率的信號通過,帶阻濾波器(BEF)阻止基波諧振頻率的信號。從而,能夠使高次諧振頻率相對于基波諧振頻率的環路增益非常小,能夠更可靠地抑制高次諧振模式。

權利要求書

1: 一種壓電致動器驅動電路, 包括放大電路,該放大電路對使振動體進行振動的壓電致動器施加驅動電壓,并將 對應于所述驅動電壓而產生的檢測信號輸入到所述壓電致動器,其特征在于, 對所述放大電路進行正反饋的正反饋電路中,具備帶通濾波器,該帶通濾波器使得 對所述振動體安裝有所述壓電致動器而構成的壓電裝置的基波諧振頻率通過。
2: 如權利要求 1 所述的壓電致動器驅動電路,其特征在于, 對所述放大電路進行負反饋的負反饋電路中,具備帶阻濾波器,該帶阻濾波器阻止 所述壓電裝置的基波諧振頻率的信號。
3: 如權利要求 2 所述的壓電致動器驅動電路,其特征在于, 所述帶阻濾波器是在所述基波諧振頻率下進行諧振的帶阻濾波器。
4: 如權利要求 1 至 3 的任一項所述的壓電致動器驅動電路,其特征在于, 所述振動體具備風扇用的多個葉片,所述帶阻濾波器使所述多個葉片的振動所產生 的高次諧振頻率的信號通過。

說明書


壓電致動器驅動電路

    【技術領域】
     本發明涉及一種使振動體振動的壓電致動器的驅動電路。背景技術 壓電致動器多采用在具有壓電效應的材料 ( 典型的是采用 PZT 陶瓷 ) 上設置電極 的構造,基本上是電壓驅動器件。 即,對于施加到壓電致動器的電壓,會發生相應的機 械變形,但有時壓電致動器不得不經常進行諧振驅動。 這里所說的諧振驅動,是指如下 驅動法 :壓電致動器或與壓電致動器相結合的結構體 ( 以下,為了簡化,稱之為 “壓電 裝置”) 在取決于其機械形狀、尺寸的特定頻率下會產生諧振現象,從而可以得到在通常 的電壓施加下所無法得到的大變形。
     為了進行諧振驅動,只要對壓電裝置施加諧振頻率的交流電壓即可。 例如,只 要將產生諧振頻率的交流電壓的振蕩電路通過功率放大器與壓電裝置連接即可。 然而, 由于壓電裝置制造上的偏差、以及壓電致動器相對于振動體的安裝位置精度等所導致的 壓電裝置的諧振頻率產生個體差異,因此,僅僅向壓電裝置施加預先確定的固定頻率的 交流信號,難以對壓電裝置進行諧振驅動。 另外,雖然也考慮調整向每個壓電裝置施加 的交流電壓的頻率,但由于通常壓電裝置的諧振頻率隨溫度的變化較大,因此,這種對 策也仍然難以穩定地對壓電裝置進行諧振驅動。
     因此,以往提出了一種以自激振蕩的方式進行諧振驅動的電路,該電路自動發 現壓電裝置的諧振頻率,并產生該頻率的交流信號那樣動作。 作為這種嘗試的一個例 子,通過在壓電致動器上設置檢測變形量用的電極及端子,從而構成三電極式壓電致動 器,并且構成驅動電路,以利用檢測變形量用端子的信號,將對壓電致動器的驅動信號 進行正反饋。 即,這是一種使壓電致動器的變形量成為最大的控制驅動方法。
     然而,這種三電極式壓電致動器的制造方法既復雜、成本又高。 另外,尤其是 對于振動振幅較大的壓電致動器,在發生大變形的驅動部分和設有不會自主變形的檢測 變形量用電極的部分之間,會發生大的畸變,從而使壓電致動器受損。
     在使用對大位移十分安全且不具備所述檢測位移量用電極的雙電極式壓電致動 器的情況下,可以采用將壓電致動器嵌入到驅動電路的諧振系統中的電路結構,從而使 施加到壓電致動器的交流電壓的頻率與壓電致動器的實際諧振頻率一致。
     作為以自激振蕩的方式進行諧振驅動的電路,已知有非專利文獻 1 所揭示的電 路。 圖 1 是表示非專利文獻 1 所示的壓電致動器 a 的驅動電路的基本結構的圖。 在壓電 致動器 a 的電流通路中,插入了檢測電流用的電阻 R。 利用該電阻 R,可以得到與流經壓 電致動器 a 的電流成正比的電壓信號,通過將該電壓信號進行正反饋的運算放大器 OP, 可以實現以壓電致動器 a 的電壓、電流相位差大致為 0°的頻率進行驅動。
     非專利文獻 1 :神谷岳、栗原潔、平田篤彥,雜志 《燃料電池》,燃料電池開 發信息中心出版,2009 年 4 月 30 日發行,第 8 卷第 4 期,2009, P 148-151,圖 2
     發明內容 非專利文獻 1 的壓電致動器驅動電路以自激振蕩的方式驅動壓電致動器,因 此,能夠跟隨諧振頻率的變動,始終在諧振頻率下進行驅動。 然而,壓電裝置除基波諧 振模式以外,還有多個高次諧振模式。 這些諧振模式是由振動體的形狀、尺寸所引起的 振動、或壓電致動器本身的振動所產生的諧振模式。
     在圖 1 所示的電路中,在壓電致動器 a 的阻抗 Z 表示電阻性 ( 電抗為 0) 的頻率 下進行正反饋,但除了基波諧振頻率以外,在高次諧振頻率下也進行正反饋。 因此,存 在容易發生高次諧振振動的問題。 高次諧振振動無法使振動部以預定的振幅進行振動, 從而無法發揮作為壓電裝置的預定功能。 另外,還存在因高次諧波而產生很可能聽得見 的噪音的問題。
     因此,本發明要解決的問題在于,提供一種即使是在使容易發生高次諧振的振 動體進行振動的情況下也能穩定地進行自激振蕩的壓電致動器的驅動電路。
     為了解決上述問題,本發明的壓電致動器驅動電路包括放大電路,該放大電路 對使振動體進行振動的壓電致動器施加驅動電壓,并將對應于所述驅動電壓而產生的檢 測信號輸入到所述壓電致動器,對所述放大電路進行正反饋的正反饋電路中,具有帶通 濾波器,該帶通濾波器使得對所述振動體安裝有所述壓電致動器而構成的壓電裝置的基 波諧振頻率通過。
     所述放大電路的正反饋電路 ( 正反饋環 ) 與所述壓電致動器的正反饋電路可以說 是一致的,所述壓電致動器的正反饋電路對所述檢測信號的電壓進行放大,并正反饋到 所述壓電致動器。
     另外,對所述放大電路進行負反饋的負反饋電路中,設有阻止所述壓電裝置的 基波諧振頻率的信號的帶阻濾波器。
     所述帶阻濾波器由例如在所述基波諧振頻率下諧振的帶阻濾波器構成。 所述振 動體具備例如風扇用的多個葉片,所述帶阻濾波器具有使所述多個葉片的振動所產生的 高次諧振頻率的信號通過的特性。
     根據本發明,即使是在使容易發生高次諧振的振動體進行振動的情況下,也能 使振動體在基波諧振頻率下穩定地進行振動。
     這是由于,通過用使壓電裝置的基頻通過的帶通濾波器來構成放大電路的正反 饋電路內的高次諧波抑制濾波器,能夠使基波諧振頻率附加的相位旋轉角非常小,其結 果是,能夠在電阻性的狀態下驅動壓電致動器。 此時,帶通濾波器具有通帶,因此,能 夠維持較大的正反饋環路增益。
     另外,通過在放大電路的負反饋電路中設置阻止壓電裝置的基波諧振頻率的信 號的帶阻濾波器,能夠抑制高次諧振頻帶的環路增益,能夠防止高次諧振模式。
     另外,通過用阻止壓電裝置的基波諧振頻率的帶阻濾波器來構成所述帶阻濾波 器,能夠使基波諧振頻率與高次諧振頻率的環路增益相差較大 ( 兩者之比較大 ),從而能 進一步可靠地抑制高次諧振模式。
     附圖說明
     圖 1 是表示非專利文獻 1 所示的壓電致動器的驅動電路的基本結構的圖。圖 2 是實施方式 1 所涉及的壓電致動器驅動電路的電路圖。
     圖 3(A) 是具備壓電致動器的壓電裝置的一個例子即壓電風扇 1 的立體圖。 圖 3(B) 是具備該壓電風扇 1 的冷卻裝置的立體圖。
     圖 4(A) 是構成壓電裝置的狀態下的壓電致動器 a 的阻抗的頻率特性圖,圖 4(B) 是其相位的頻率特性圖。
     圖 5 是圖 2 所示的帶通濾波器 BPF 的頻率特性圖。
     圖 6(A) 是圖 2 所示的帶阻濾波器 BEF 的頻率特性圖。 圖 6(B) 是另一帶阻濾波 器的頻率特性圖。
     圖 7 是實施方式 2 所涉及的壓電致動器驅動電路的電路圖。
     圖 8 是向圖 7 所示的壓電致動器 a 的第一端子施加的施加電壓 Va、向第二端子施 加的施加電壓 Vb、以及壓電致動器 a 的兩個端子之間的施加電壓 Vab 各自的波形圖。
     圖 9 是實施方式 2 所涉及的壓電致動器驅動電路中向壓電致動器 a 輸出驅動電壓 的反相放大電路 A22、同相放大電路 A23、以及檢測流經壓電致動器 a 的電流的反饋電路 A24 的電路圖。
     圖 10 是實施方式 2 所涉及的壓電致動器驅動電路中對反饋電路 A24 的輸出信號 進行放大并反饋到平衡驅動電路 A25 的放大電路 A21、設置于放大電路 A21 的輸入與放 大電路 A24 的輸出之間的帶通濾波器 (BPF)、在放大電路 A21 的負反饋一側構成電路的 帶阻濾波 (BEF) 電路 A27、自動增益控制 (AGC) 電路 A26、以及電源電路 PS 的電路圖。
     標號說明
     A21 放大電路
     A22 反相放大電路
     A23 同相放大電路
     A24 反饋電路
     A25 平衡驅動電路
     A26 AGC 電路
     A27 BEF 電路
     BPF 帶通濾波器
     NFL 負反饋環
     PFL 正反饋環
     PS 電源電路
     T5 場效應晶體管
     Z 壓電致動器
     1 壓電風扇
     2 振動板
     2d 葉片
     3 壓電元件
     6 壓電致動器驅動電路
     10 散熱器
     11 散熱片具體實施方式
     實施方式 1
     圖 2 是實施方式 1 所涉及的壓電致動器驅動電路的電路圖。 在壓電致動器 a 的電 流通路中,插入了檢測電流用的電阻 R。 該電阻 R 的電壓降的信號通過帶通濾波器 BPF 正反饋到放大電路 AMP。 放大電路 AMP 的輸出信號通過帶阻濾波器 BEF 負反饋到放大 電路 AMP。 由此,構成正反饋環 PFL 和負反饋環 NFL。
     帶通濾波器 BPF 使得對振動體安裝有壓電致動器 a 而構成的壓電裝置的基波諧振 頻率通過,而阻斷高次諧振頻率。 即,起到抑制壓電裝置的高次諧振頻率的信號的高次 諧波抑制濾波器的作用。 放大電路 AMP 設定增益,使所述基波諧振頻率下的環路增益超 過 1。
     壓電致動器 a 具有在所述壓電裝置的諧振頻率下變為電阻性 ( 電抗分量大致為 0) 的特性。 因而,由于環路增益在 1 以上,且以同相位進行正反饋,因此,滿足巴克豪森 (Barkhausen) 的振蕩條件 ( 環路增益在 1 以上,相位角為 0° ),從而在所述基波諧振頻 率下振蕩。 另一方面,帶阻濾波器 BEF 阻止所述基波諧振頻率的信號分量,而使高次諧振 頻率的信號分量通過。 因而,基波諧振頻率下的環路增益在負反饋環 NFL 中幾乎沒有任 何降低,而高次諧振頻率下的環路增益因卻因負反饋環 NFL 的負反饋而充分降低到小于 1。 因此,在高次諧振頻率下并不滿足巴克豪森的振蕩條件,從而防止高次諧振頻率下的 振蕩。
     圖 3(A) 是具備所述壓電致動器的壓電裝置的一個例子即壓電風扇 1 的立體圖。 圖 3(B) 是具備該壓電風扇 1 的冷卻裝置的立體圖。
     如圖 3(A) 所示,壓電風扇 1 具備由不銹鋼板等薄壁金屬板形成的振動板 2,在 振動板 2 的長度方向上的一端側設有平板狀的基板部 2a,在該基板部 2a 的正面和背面貼 合壓電元件 3、3,從而構成雙層壓電型的壓電致動器。 振動板 2 在 90°的折彎部 2b 處 折彎。 在振動板 2 的長度方向上的另一端側,分開形成有多個 ( 這里是 7 個 ) 葉片 2d。
     葉片 2d 沿著與壓電元件 3 的主面方向正交的方向延伸。 在振動板 2 的基板部 2a 的終端側,即與折彎部 2b 相反一側的端部,形成有未貼合壓電元件 3 的延長部 2c。 該延 長部 2c 由固定于未圖示的固定部的支承構件 5 所保持。 2 個壓電元件 3、3 及振動板 2 與 壓電致動器驅動電路 6 電連接。
     如圖 3(B) 所示,冷卻裝置由壓電風扇 1 和散熱器 10 構成。 散熱器 10 包括隔開 間隔并排設置的多個 ( 這里是 8 個 ) 散熱片 11。 散熱器 10 例如與安裝在電路基板上的發 熱元件 (CPU 等 ) 的上表面以熱結合的狀態安裝。
     壓電風扇 1 的各葉片 2d 沿著與散熱器 10 的底面成直角的方向,以不接觸的方式 插入至各散熱片 11 之間。 包括振動板 2 的基板部 2a 及壓電元件 3 的壓電致動器沿散熱 器 10 的上端與之平行地配置。
     當利用壓電致動器使振動板 2 振動時,葉片 2d 與散熱片 11 的側面平行地振動, 從而散熱片 11 附近的熱氣被葉片 2d 帶走,因此,散熱器 10 能有效地冷卻。
     圖 4(A) 是構成所述壓電裝置的狀態下的壓電致動器 a 的阻抗的頻率特性圖,圖
     4(B) 是其相位的頻率特性圖。
     由圖 4(A)、圖 4(B) 所示可知,產生了多個諧振點,但頻率最低的諧振點出現 在約 95Hz,因此,在該頻率下進行基波諧振。 在 240Hz ~ 280Hz 也出現多個諧振點。 這些諧振點認為是由圖 3 所示的多個葉片 2d 部分的振動所引起的高次諧振而導致的。 實 際上得到最大振幅的頻率要稍微高于上述頻率,是在相位角最接近 0°的頻率附近。 圖 中,相位并不一定很接近 0°,這是因為測定時的頻率分辨率較低。
     該電路的正反饋環是在壓電裝置的基波諧振頻率下的相位角、與帶通濾波器 BPF 的通帶的中心頻率下的相位角之和大致為 0°的頻率下進行正反饋。
     如上所述,在使用使多個葉片諧振的壓電致動器的情況下,由于各葉片的諧振 頻率不相同,因此容易產生復雜的諧振頻率。 因此,本申請的發明能夠適用于設有使多 個葉片諧振的壓電致動器的壓電裝置。
     圖 5 是圖 2 所示的帶通濾波器 BPF 的頻率特性圖。 在該例子中,與基波諧振頻 率 95Hz 下的插入損耗相比,高次諧振頻率 240Hz ~ 280Hz 下的插入損耗為約 -3dB。
     帶通濾波器 BPF 包括 :由串聯的電容和并聯的電阻構成的 CR 高通濾波器、以及 由串聯的電阻和并聯的電容構成的 RC 低通濾波器。 因此,在充分遠離極頻率的頻帶中, 斜率為 -6dB/oct。 通過采用這種 BPF 結構,可確保基波諧振頻率附近的相位旋轉量接近 0°。 實際上,圖 5 中,95Hz 附近的相位接近 0°。 圖 6(A) 是圖 2 所示的帶阻濾波器 BEF 的頻率特性圖。 圖 6(B) 是另一帶阻濾 波器的頻率特性圖。 圖 6(A) 的例子中,基波諧振頻率 95Hz 下的衰減量為 -12dB 的大幅 衰減,高次諧振頻率 240Hz ~ 280Hz 下的插入損耗為約 -0.5dB 以下的低插入損耗。 圖 6(B) 的例子中,基波諧振頻率 95Hz 下的衰減量為 -24dB,高次諧振頻率 240Hz ~ 280Hz 下的插入損耗大致為 0dB。
     由此,通過在負反饋環中設置使高次諧振頻率的信號分量大致原樣通過、而使 基波諧振頻率的信號分量大幅衰減的帶阻濾波器 BEF,能夠保持基波諧振頻率下的環路 增益在 1 以上,并且使高次諧振頻率下的環路增益充分降低到小于 1。 其結果是,能夠維 持基波諧振頻率下的穩定振蕩,而能防止高次諧振頻率下的振蕩。
     實施方式 2
     圖 7 是實施方式 2 所涉及的壓電致動器驅動電路的電路圖。 放大電路 A21 對從 反饋電路 A24 輸出的信號進行放大,并提供給同相放大電路 A23。 同相放大電路 A23 以 預定的增益對放大電路 A21 的輸出電壓進行放大,并通過電阻 R44、 R45 施加到壓電致 動器 a 的第一端子。 反相放大電路 A22 以 1 的增益對同相放大電路 A23 的輸出電壓進行 反相放大,并施加到壓電致動器 a 的第二端子。 利用同相放大電路 A23 和反相放大電路 A22 構成平衡驅動電路 A25。
     反饋電路 A24 從電阻 R45 的兩端取出對應于施加到壓電致動器 a 上的電壓而流 經壓電致動器 a 的電流 ( 檢測信號 ),對其進行差動放大,并提供給放大電路 A21 的同相 輸入端子。
     在電阻 R45 的兩端,出現與流經壓電致動器 a 的電流成正比的電壓。 反饋電路 A24 對電阻 R45 的兩端電壓進行放大,輸出不平衡信號。 此時,確定反饋電路 A24 的輸 出電壓,以使 A24 → A21 → A25 的通路構成環路增益超過 1 的正反饋電路。 即,有以下
     關系 :流經壓電致動器 a 的電流越大,向壓電致動器 a 施加的施加電壓就越大。
     在放大電路 A21 的負反饋中連接有帶阻濾波器 BEF 和自動增益控制電路 AGC。 所述帶阻濾波器 BEF 中,壓電裝置的基波諧振頻率的信號分量的插入損耗較大,高次諧 振頻率的信號分量的插入損耗較小。 即,起到使高次諧振頻率下的環路增益降低的作 用。
     所述自動增益控制電路 AGC 檢測來自放大電路 A21 的輸出端子的輸出電壓,控 制向放大電路 A21 的反相輸入端子輸入的負反饋量,從而使得向壓電致動器 a 施加的施加 電壓固定。
     所述同相放大電路 A23 和反相放大電路 A22 的輸出電壓的振幅都等于電源電 壓,且相位相反,從而以電源電壓的 2 倍電壓驅動壓電致動器 a。
     圖 8 是向圖 7 所示的壓電致動器 a 的第一端子施加的施加電壓 Va、向第二端子施 加的施加電壓 Vb、以及壓電致動器 a 的兩個端子之間的施加電壓 Vab 各自的波形圖。 放 大電路 A22、 A23 在正電源為 +12V、負電源為 0V 下工作,因此,向壓電致動器 a 的第 一端子 A 施加 0V ~ +12V 的范圍內的電壓,向壓電致動器 a 的第二端子 B 施加 +12V ~ 0V 的范圍內的電壓。 因此,壓電致動器 a 的兩端間的施加電壓 Vab 為 (Va-Vb)。 即, 施加 24Vp-p 的峰 - 峰電壓。 圖 9 和圖 10 是圖 7 所示的壓電致動器驅動電路的具體電路圖。 圖 9 和圖 10 是 構成一體的電路,但為了圖示,將其分成兩個來表示。 圖 9 的電路和圖 10 的電路通過各 自的端子 P1、 P2 相連接。
     圖 9 中示出了向壓電致動器 a 輸出驅動電壓的反相放大電路 A22、同相放大電路 A23、以及檢測流經壓電致動器 a 的電流的反饋電路 A24。 同相驅動電路 A23 包括運算 放大器 OP6、電阻 R12、R33、R34、以及電容 C10,以預定的增益進行同相放大。 該同 相放大電路 A23 以預定的增益,對從端子 P2 輸入的信號進行同相放大,并提供給壓電致 動器 a 的第一端子。
     反相驅動電路 A22 包括運算放大器 OP3、電阻 R13、 R14、以及電容 C11,以 1 的增益進行反相放大。 即,反相放大電路 A22 以等振幅對所述放大電路 A23 的輸出信號 進行反相放大。
     由反相放大電路 A22 和同相放大電路 A23 構成平衡驅動電路 A25。 反饋電路 A24 對電阻 R30 的兩端電壓進行差動放大,并輸出到端子 P1。
     圖 10 中示出了對所述反饋電路 A24 的輸出信號進行放大并反饋到所述同相放大 電路 A23 和反相放大電路 A22 的放大電路 A21、設置于該放大電路 A21 的輸出與反饋電 路 A24 的輸出之間的帶通濾波器 BPF、在放大電路 A21 的負反饋一側構成電路的帶阻濾 波 (BEF) 電路 A27、自動增益控制 (AGC) 電路 A26、以及電源電路 PS 的電路。
     此處,例如電源電路 PS 利用電阻 R31、 R32 將電源電壓 DC 12V 二等分,將分 成的 DC6V 電壓輸入到運算放大器 OP7 所構成的電壓跟隨電路,從而生成穩定的基準電 位 VM( 例如 DC6V)。
     帶通濾波器 BPF 包括由電阻 R5 和電容 C5 構成的低通濾波器、由電容 C4 和電 阻 R4 構成的高通濾波器、由電阻 R3 和電容 C3 構成的低通濾波器、以及由電容 C2 和電 阻 R2 構成的高通濾波器。 各濾波器的截止頻率 fc 由 1/(2πRC) 求出。
     所述兩級高通濾波器的截止頻率要低于安裝有壓電致動器 a 的壓電裝置的基頻。 另外,所述兩級低通濾波器的截止頻率要高于所述基頻,且低于二次諧波的頻率。 因 而,所述帶通濾波器 BPF 使所述基頻通過,而抑制高次諧波分量。 即,起到抑制壓電裝 置的高次諧振頻率的信號的高次諧波抑制濾波器的作用。 因此,對高次諧波的頻率分量 不進行正反饋,高次諧波的頻帶下的環路增益變為 1 以下,在高次諧波下不進行振蕩。 即,在安裝有壓電致動器 a 的壓電裝置的基頻下進行振蕩。
     此外,若僅抑制高次諧波分量,則只要設置預定級數的低通濾波器即可,但 RC 低通濾波器會使相位延遲。 因此,通過設置和 RC 低通濾波器相同級數的 CR 高通濾波 器,使相移量為 0。 順帶一提, RC 一級低通濾波器的截止頻率下的相移量為 -45°,在 充分高于截止頻率的頻率下的相移量為 -90°, CR 一級高通濾波器的截止頻率下的相移 量為 +45°,在充分低于截止頻率的頻率下的相移量為 +90°。 因而,通過將所述低通濾 波器及高通濾波器各自的截止頻率調到所述基波諧振頻率,能夠在所述基波諧振頻率下 以同相位地進行正反饋。
     放大電路 A21 是用于和圖 9 所示的放大電路 A22、 A23、 A24、以及壓電致動器 a 一起構成正反饋電路 ( 正反饋環 ) 的放大電路。 另外,放大電路 A21 還是用于和 BEF 電路 A27、以及 AGC 電路 A26 一起構成負反饋電路 ( 負反饋環 ) 的放大電路。
     BEF 電路 A27 包括運算放大器 OP2、電阻 R6、 R7、 R8、 R9、 R10、 R11、以 及電容 C6、 C7、 C8、 C9。 電阻 R9、 R10、 R11、以及電容 C7、 C8、 C9 構成利用所 謂 Twin-T 的帶阻濾波器 (BEF)。 運算放大器 OP2 通過對所述陷波濾波器 (BEF) 的通過 信號進行同相放大,從而使衰減特性更加急劇地變化,并且降低用于使壓電致動器諧振 的頻率附近的輸出阻抗。 通常,設定為 R9 = R10 = 2×R11、C8 = C9 = C7×1/2,在 f0 = 1/(2π×R11×C7) 的狀態下使用。 反饋到 Twin-T 部的中點的反饋量由 R7、R8 設 定。 C6 和 R6 用于對來自 AGC 電路 A26 的信號進行分壓,調節反饋到放大電路 A11 的 信號。
     若設 R9 = R10 = 2×R11、 C8 = C9 = C7×1/2,則所述帶阻濾波器 (BEF) 的 阻止頻率由 f0 = 1/(2π×R11×C7) 求出,調到了用于使安裝有壓電致動器 a 的壓電裝置 諧振的頻率附近。
     通過將所述 BEF 電路 A27 的輸出信號輸入到放大電路 A21 的運算放大器 OP1 的 反相輸入端子,從而進行負反饋。 由于該負反饋信號是通過所述 BEF 后的信號,因此, 只有基波諧振頻率以外的信號才進行負反饋,其結果是,充分抑制了所述高次諧振頻率 下的環路增益 ( 使其變成充分小于 1 的值 ),從而抑制了高次諧波振動。 即,在基頻下穩 定地振動。
     AGC 電路 A26 包括電阻 R26、電容 C15、以及場效應晶體管 T5。 通過在 BEF 電路 A27 和放大電路 A21 的連接點進一步連接所述 AGC 電路 A26,從而構成 BEF 電路 A27 內的電阻 R6 → AGC 電路 A26 內的電阻 R26 →電容 C15 →場效應晶體管 T5 →基準 電位 VM 的通路。 該通路是一種可變衰減電路,該可變衰減電路是由于場效應晶體管 T5 的漏極 - 源極之間的電阻值隨著來自運算放大器 OP4 的輸出信號而變化,從而 BEF 電路 A27 內的電阻 R6 →電阻 R26 →電容 C15 →場效應晶體管 T5 →基準電位 VM 的通路中的 分壓比發生變化,由此控制在電阻 R26 和電阻 R6、電容 C6 之間進行了分壓的負反饋到放大電路 A21 的負反饋信號的衰減量。 即,當場效應晶體管 T5 的漏極 - 源極之間的電阻 值發生變化時,電阻 R6 與電阻 R26 之間的分壓比發生變化,從而負反饋到放大電路 A21 的負反饋信號的振幅發生變化。
     AGC 電路 A26 內的運算放大器 OP4 起到電壓比較器的作用,同相輸入端子上連 接有利用電阻 R18、R19 對電源電壓 Vcc 進行分壓的參考電壓發生電路、以及由電阻 R25 和電容 C14 構成的用于使參考電源穩定的低通濾波器。 運算放大器 OP4 的反相輸入端子 上連接有用于對來自放大電路 A21 的輸出信號進行整流、檢波的檢波電路,該檢波電路 包括電阻 R23、 R24、二極管 D1、以及電容 C13。
     運算放大器 OP4 在反相輸入端子的從放大電路 A21 得到的檢波電壓高于同相輸 入端子的參考電壓時,降低輸出的電位。 從而,增大場效應晶體管 T5 的漏極 - 源極之間 的電阻值,增大對放大電路 A21 的負反饋量。 因此,放大電路 A21 的環路增益變小,從 而抑制振蕩輸出。
     相反,運算放大器 OP4 在反相輸入端子的從放大電路 A21 得到的檢波電壓低于 同相輸入端子的參考電壓時,增大輸出的電位。 從而,減小場效應晶體管 T5 的漏極 - 源 極之間的電阻值,減少對放大電路 A21 的負反饋量。 因此,所述放大電路 A21 的環路增 益變大,從而增大振蕩輸出。 此外,通過設置電阻 R22 和電容 C12,使其形成有時間常 數,從而緩慢地進行作用。 由此,通過將運算放大器 OP4 的反相輸入端子的電位與同相輸入端子的參考電 位始終控制成相等,從而進行自動增益控制。
     此外,實施方式 1、2 中,壓電致動器的驅動電壓波形為正弦波,但也可以通過 在正弦波的峰值超過電源電壓那樣的條件下設定環路增益,從而用梯形波或矩形波 ( 正 弦波的峰值電壓被限幅后的波形 ) 驅動壓電致動器。 在梯形波或矩形波的高次諧波分量 導致在可聽頻率下發生可聽到刺耳聲音的問題時,用正弦波驅動即可。
    

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