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運行參數監控電路和方法.pdf

摘要
申請專利號:

CN201010610697.6

申請日:

2010.11.03

公開號:

CN102075184B

公開日:

2015.01.07

當前法律狀態:

授權

有效性:

有權

法律詳情: 授權|||實質審查的生效IPC(主分類):H03L 7/08申請日:20101103|||公開
IPC分類號: H03L7/08 主分類號: H03L7/08
申請人: ARM有限公司
發明人: J·E·邁爾斯; D·W·弗林; S·S·伊甘吉; G·M·耶里克
地址: 英國劍橋郡
優先權: 2009.11.03 US 12/588,963
專利代理機構: 北京東方億思知識產權代理有限責任公司 11258 代理人: 李曉冬
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法律狀態
申請(專利)號:

CN201010610697.6

授權公告號:

102075184B||||||

法律狀態公告日:

2015.01.07|||2012.12.12|||2011.05.25

法律狀態類型:

授權|||實質審查的生效|||公開

摘要

本發明涉及運行參數監控電路和方法。一種用于監控集成電路2的運行參數的監控電路14、16、18、20、22包括環形振蕩器電路80,所述環形振蕩器電路80包括多個串聯連接的反相級82-1、82-2、82-3。反相級82-1、82-2中的至少一個包括至少一個泄漏晶體管64-1、64-2,其配置為在泄漏模式下運行,在該模式中基本所有經過至少一個泄漏晶體管的電流都是泄漏電流;以及電容元件70-1,其設置為依靠于泄漏電流而充電或放電。因此環形振蕩器電路80產生振蕩信號,其具有取決于電容元件70-1充電或放電的速度的振蕩周期。運行參數控制泄漏電流的幅值,使得振蕩周期指示運行參數。

權利要求書

1: 一種用于監控集成電路的運行參數的監控電路, 所述監控電路包括 : 配置為產生振蕩信號的環形振蕩器電路, 所述環形振蕩器電路包括多個串聯連接的反 相級 ; 其中至少一個所述反相級包括 : (a) 至少一個泄漏晶體管, 其配置為在泄漏模式下運行, 在該模式中基本所有經過所述 至少一個泄漏晶體管的電流都是泄漏電流 ; 以及 (b) 電容元件, 其配置為依靠于所述泄漏電流而充電或放電, 所述振蕩信號的振蕩周期 取決于所述電容元件充電或放電的速度 ; 并且 所述運行參數控制所述泄漏電流的幅值, 使得所述振蕩周期指示所述運行參數。
2: 根據權利要求 1 所述的監控電路, 其中所述運行參數是所述至少一個泄漏晶體管的 運行溫度。
3: 根據權利要求 1 所述的監控電路, 其中所述運行參數是供應給所述至少一個泄漏晶 體管的電源電壓。
4: 根據權利要求 1 所述的監控電路, 其中所述至少一個泄漏晶體管包括耦合在電源電 壓與所述電容元件之間的至少一個 p 型晶體管, 所述電容元件依靠于經過所述至少一個 p 型晶體管的所述泄漏電流而充電。
5: 根據權利要求 4 所述的監控電路, 其中所述至少一個 p 型晶體管具有耦合至所述電 源電壓的門極。
6: 根據權利要求 4 所述的監控電路, 其中所述至少一個反相級還包括用于使所述電容 元件放電的至少一個下拉晶體管。
7: 根據權利要求 1 所述的監控電路, 其中所述至少一個泄漏晶體管包括耦合在地電壓 與所述電容元件之間的至少一個 n 型晶體管, 所述電容元件依靠于經過所述至少一個 n 型 晶體管的所述泄漏電流而被放電。
8: 根據權利要求 7 所述的監控電路, 其中所述至少一個 n 型晶體管具有耦合至所述地 電壓的門極。
9: 根據權利要求 7 所述的監控電路, 其中所述至少一個反相級還包括用于對所述電容 元件充電的至少一個上拉晶體管。
10: 根據權利要求 1 所述的監控電路, 其中所述至少一個反相級包括緩沖器, 其配置為 輸出振蕩信號值到下一反相級 ; 并且 所述緩沖器配置為當所述電容元件充電或放電超過閾值電荷電平時使所述振蕩信號 值在高值和低值之間切換。
11: 根據權利要求 10 所述的監控電路, 其中所述電容元件的至少一部分由所述緩沖器 的一部分形成。
12: 根據權利要求 1 所述的監控電路, 其中所述至少一個反相級包括反相器, 其配置為 輸出振蕩信號值到下一反相級 ; 并且 所述反相器配置為當所述電容元件充電或放電超過閾值電荷電平時使所述振蕩信號 值在高值和低值之間切換。
13: 根據權利要求 12 所述的監控電路, 其中所述電容元件的至少一部分由所述反相器 的一部分形成。 2
14: 根據權利要求 1 所述的監控電路, 其中所述至少一個反相級包括延遲元件, 用于將 所述振蕩信號經過所述至少一個反相級的傳播延遲。
15: 根據權利要求 1 所述的監控電路, 其中所述電容元件包括 : 主要電容部分 ; 至少一個附加電容部分 ; 以及 至少一個傳輸門電路, 每個傳輸門電路配置為選擇性地將相應的附加電容部分設置在 激活模式下, 在該模式中所述泄漏電流對所述相應的附加電容部分充電或放電 ; 其中所述電容元件的電容值取決于當前設置在所述激活模式下的所述至少一個附加 電容部分的數量。
16: 根據權利要求 1 所述的監控電路, 其中所述電容元件包括 : 第一電容元件, 其配置為依靠于所述泄漏電流而充電或放電 ; 以及 第二電容元件, 其配置為一旦所述第一電容元件已經充電或放電超過閾值電荷電平, 則依靠于附加泄漏電流而充電或放電 ; 其中 : 所述振蕩周期取決于所述第一電容元件充電或放電的速度以及所述第二電容元件充 電或放電的速度 ; 并且 所述運行參數控制所述泄漏電流的幅值和所述附加泄漏電流的幅值, 使得所述振蕩周 期指示所述運行參數。
17: 根據權利要求 16 所述的監控電路, 其中所述第一電容元件依靠于所述泄漏電流而 充電, 而所述第二電容元件依靠于所述附加泄漏電流而放電。
18: 根據權利要求 16 所述的監控電路, 其中所述第一電容元件包括門控晶體管的門極 接口, 所述門控晶體管配置為一旦所述門極接口已經充電或放電超過所述閾值電荷電平, 則允許所述第二電容元件充電或放電。
19: 根據權利要求 18 所述的監控電路, 其中所述第二電容元件包括至少一個反相器。
20: 根據權利要求 1 所述的監控電路, 包括用于測量所述振蕩信號的所述振蕩周期的 測量電路。
21: 根據權利要求 20 所述的監控電路, 包括校準電路, 其用于執行校準操作, 從而使測 量的振蕩周期值與運行參數值具有相關性。
22: 一種集成電路, 其包括至少一個根據權利要求 1 所述的監控電路。
23: 一種用于監控集成電路的運行參數的監控系統, 所述監控系統包括 : (i) 第一環形振蕩器電路, 其配置為產生第一振蕩信號, 所述第一環形振蕩器電路包括 多個串聯連接的第一反相級, 其中至少一個所述第一反相級包括 : (a) 至少一個 p 型泄漏晶體管, 其配置為在第一泄漏模式下運行, 在該模式中基本所有 經過所述至少一個 p 型泄漏晶體管的電流是第一泄漏電流 ; 和 (b) 第一電容元件, 其配置為依靠于所述第一泄漏電流而充電, 所述第一振蕩信號的第 一振蕩周期取決于所述第一電容元件充電的速度 ; 以及 (ii) 第二環形振蕩器電路, 其配置為產生第二振蕩信號, 所述第二環形振蕩器電路包 括多個串聯連接的第二反相級, 其中至少一個所述第二反相級包括 : (c) 至少一個 n 型泄漏晶體管, 其配置為在第二泄漏模式下運行, 在該模式中基本所有 經過所述至少一個 n 型泄漏晶體管的電流是第二泄漏電流 ; 和 3 (d) 第二電容元件, 其配置為依靠于所述第二泄漏電流而放電, 所述第二振蕩信號的第 二振蕩周期取決于所述第二電容元件放電的速度 ; 其中所述運行參數控制所述第一泄漏電流和所述第二泄漏電流的幅值, 使得所述第一 振蕩周期和所述第二振蕩周期指示所述運行參數。
24: 一種用于監控集成電路的運行參數的監控電路, 所述監控電路包括 : 環形振蕩器裝置, 其用于產生振蕩信號, 所述環形振蕩器裝置包括多個串聯連接的反 相級裝置 ; 其中至少一個所述反相級裝置包括 : (a) 至少一個泄漏晶體管裝置, 其用于在泄漏模式下運行, 在該模式中基本所有經過所 述至少一個泄漏晶體管裝置的電流都是泄漏電流 ; 和 (b) 電容裝置, 其用于依靠于所述泄漏電流而充電或放電, 所述振蕩信號的振蕩周期取 決于所述電容裝置充電或放電的速度 ; 其中所述運行參數控制所述泄漏電流的幅值, 使得所述振蕩周期指示所述運行參數。
25: 一種用于監控集成電路的運行參數的方法, 所述方法包括下列步驟 : 使用環形振蕩器電路產生振蕩信號, 該環形振蕩器電路包括多個串聯連接的反相級, 至少一個所述反相級包括至少一個泄漏晶體管和電容元件 ; 使所述至少一個泄漏晶體管在泄漏模式下運行, 在該模式中基本所有經過所述至少一 個泄漏晶體管的電流都是泄漏電流 ; 以及 依靠于所述泄漏電流而使所述電容元件充電或放電, 所述振蕩信號的振蕩周期取決于 所述電容元件充電或放電的速度 ; 其中所述運行參數控制所述泄漏電流的幅值, 使得所述振蕩周期指示所述運行參數。
26: 一種校準用于監控集成電路的運行參數的環形振蕩器電路的方法, 該方法包括下 列步驟 : 使用在已知運行參數值運行的所述環形振蕩器電路執行權利要求 25 的方法 ; 測量指示所述振蕩周期的量 ; 依靠于測量的所述量和所述已知運行參數值而計算至少一個校準系數 ; 以及 存儲所述至少一個校準系數, 用于在監控到未知運行參數值時使用。
27: 一種用于確定集成電路的未知運行參數值的方法, 其包括下列步驟 : 使用在所述未知運行參數值運行的所述環形振蕩器電路執行權利要求 25 的方法 ; 測量指示所述振蕩周期的量 ; 以及 使用所述量和至少一個預定的校準系數而計算所述未知運行參數值。

說明書


運行參數監控電路和方法

    【技術領域】
     本發明涉及集成電路領域。更具體地, 本發明涉及在集成電路中監控運行參數。背景技術 已知為集成電路配備一個或多個監控電路, 該監控電路力圖提供關于集成電路的 運行參數的監控信息。監控的典型運行參數是運行溫度。可以監控的其他運行參數包括運 行電壓。該信息可以用于確保集成電路的正確操作, 并且在一些情況下可以用于使用反饋 機制來調整操作。
     已知地, 提供環形振蕩器電路, 其中振蕩頻率給出集成電路的運行溫度的指示。 由 于集成電路變熱, 構成環形振蕩器中的反相器鏈路的晶體管將會更迅速地運行, 因此振蕩 頻率將會增加。這樣的機制的問題是振蕩頻率與溫度之間的關系是復雜的, 并且環形振蕩 器可能需要相對復雜的偏置電路和 / 或模擬輸出。另外, 為了獲得能夠測量的足夠低的頻 率, 環形振蕩器需要包括相對大量的門電路。
     由于工藝幾何在尺寸上的減小, 所以基礎的 MOSFET 特性的局部變化變得很大, 使 得簡單的芯片級保護頻帶設計變成嚴重過度設計和效率低。 另外, 關鍵的系統效應、 例如植 入遮蔽效應或應力工程效應增加了應該監控的 MOSFET 實現的置換數量。歸功于這樣的效 應, MOSFET 特性已經變成位置和環境特有的。 因此, 由于不能從提供晶片監控器的較遠區域 監控到環境相關效應和局部變化, 所以依賴于一組簡單的提供邊界的晶片接收測試 MOSFET 參數將會比片上系統嵌入式 MOSFET 監控器的精度低。因此, 需要用于嵌入式 MOSFET 監控 以及硅接收測試、 性能分級 (performance binning) 和適應性電路的小型且低功率的監控 電路。
     發明內容 從一個方面看, 本發明提供一種用于監控集成電路的運行參數的監控電路, 所述 監控電路包括 :
     配置為產生振蕩信號的環形振蕩器電路, 所述環形振蕩器電路包括多個串聯連接 的反相級 ;
     其中至少一個所述反相級包括 :
     (a) 至少一個泄漏晶體管, 其配置為在泄漏模式下運行, 在該模式中基本所有經過 所述至少一個泄漏晶體管的電流都是泄漏電流 ; 以及
     (b) 電容元件, 其配置為依靠于所述泄漏電流而充電或放電, 所述振蕩信號的振蕩 周期取決于所述電容元件充電或放電的速度 ; 并且
     所述運行參數控制所述泄漏電流的幅值, 使得所述振蕩周期指示所述運行參數。
     環形振蕩器具有至少一個反相級, 該反相級包括能夠在泄漏模式下運行的至少一 個泄漏晶體管, 以及設置為依靠于經過至少一個泄漏晶體管的泄漏電流而充電或放電的電 容元件。經過至少一個泄漏晶體管的泄漏電流具有隨著多個運行參數的可預測的變化, 可
     以使用監控電路而對其進行監控。由于泄漏電流隨著運行參數而變化, 所以電容元件充電 或放電的速度也相應地變化。 這意味著振蕩信號經過環形振蕩器電路傳播的速度取決于運 行參數, 并且因此振蕩周期是運行參數的指示器 (indicator)。 以這樣的方式操作環形振蕩 器提供了小型的、 低成本的并且低功率的監控電路, 同時提供了監控集成電路的多種參數 的可能性。
     傳統的環形振蕩器是大型的以確保振蕩周期足夠長從而能夠測量, 與其不同, 由 于電容元件耗費有限的時間以進行充電或放電, 因而這延遲了振蕩信號經過環形振蕩器的 傳播, 因此將振蕩周期增加至可測量的范圍, 所以本技術的監控電路的環形振蕩器可以形 成為小型的。 因此, 減少了監控電路的整體尺寸和功率消耗, 這使得能夠在集成電路上的不 同位置上提供多個監控電路。通過在單個集成電路上提供多個監控電路, 可以監控 MOSFET 特性的局部變化。
     在本技術中, 至少一個反相級具有至少一個泄漏晶體管和電容元件。能夠使環形 振蕩器的多個或全部反相級包括一個或多個泄漏晶體管和電容元件。
     雖然電容元件可以是電容器, 但是由于監控電路的電路元件本身將會具有相當可 觀的電容值, 因而可以起到電容元件的作用, 所以該電容器不是必需的。例如, 晶體管的硅 上金屬接口可以充當電容元件。 同樣地, 由于可以使用單個晶體管或多個晶體管來實現用于對電容元件充電的至 少一個泄漏晶體管, 所以對于單個 “泄漏晶體管” 的任何提及應該被認為是也包括其中提供 多個泄漏晶體管的等效實施方式, 每一個泄漏晶體管能夠在基本所有經過泄漏晶體管的電 流都是泄漏電流的泄漏模式下運行。
     在一個實施方式中, 運行參數是至少一個泄漏晶體管的運行溫度。泄漏電流是取 決于溫度的, 因而環形振蕩器的振蕩信號的振蕩周期將會取決于泄漏晶體管的運行溫度。 通過將監控電路定位在集成電路上, 泄漏晶體管的運行溫度可以很好地與集成電路的周圍 部分的運行溫度相關, 因而監控電路可以給出那些周圍部分的溫度的指示。
     運行參數還可以是供應給至少一個泄漏晶體管的電源電壓。 泄漏電流取決于供應 給泄漏晶體管的電壓 ( 例如, 施加給泄漏晶體管的門極電壓或源極電壓 )。 這意味著在給定 的溫度下, 環形振蕩器的振蕩周期可以指示施加給泄漏晶體管的電壓電平。
     能夠測量的其他運行參數包括在特定溫度或門極電壓下泄漏電流自身的幅值, 以 及泄漏電流大致變為零時的閾值電源電壓 ( 例如門極或源極電壓 )。通常期望減少由集成 電路消耗的功率數量。減少泄漏電流將會幫助減少功率消耗。當門極 - 源極電壓差趨向于 閾值時, 泄漏電流趨向于零。因此, 能夠確定在什么樣的電壓下泄漏電流變為零是有用的。 通過在該閾值電壓下運行, 可以減少功率消耗。
     在一個實施方式中, 至少一個泄漏晶體管包括耦合在電源電壓與電容元件之間的 至少一個 p 型晶體管, 并且電容元件依靠于經過至少一個 p 型晶體管的泄漏電流而充電。 在 該實施方式中, 當 p 型晶體管設置在泄漏模式下時, 則基本所有經過 p 型晶體管的電流都是 泄漏電流, 其緩慢地對電容元件進行充電。電容元件充電的速度確定環形振蕩器的振蕩周 期。
     雖然能夠將可變的門極電壓提供給至少一個 p 型泄漏晶體管 ( 因此使得 p 型泄漏 晶體管能夠選擇性地設置在泄漏模式下或者脫離泄漏模式 ), 但是在一個實施方式中, 至少
     一個 p 型晶體管具有耦合至電源電壓的門極。這意味著 p 型晶體管永久性地設置在泄漏模 式下, 因而將總是經過泄漏電流。 由于將供應給泄漏晶體管的電壓保持為恒定, 則溫度將會 是確定泄漏電流的幅值的主要因素, 因而這樣的設置提供了用于測量溫度作為運行參數的 簡單電路。
     至少一個反相級還可以包括用于使電容元件放電的至少一個下拉晶體管。因此, 通過使用經過 p 型晶體管的泄漏對電容元件充電以及使用下拉晶體管使電容元件放電的 周期而產生振蕩信號。
     在另一個實施方式中, 至少一個泄漏晶體管包括耦合在地電壓與電容元件之間的 至少一個 n 型晶體管, 并且電容元件依靠于經過至少一個 n 型晶體管的泄漏電流而放電。 因此能夠提供基于 NFET 泄漏的監控電路。由于泄漏電流經過 n 型晶體管而泄漏, 所以使電 容元件以取決于運行參數的速度而放電。由于在 n 型和 p 型晶體管中的泄漏機制不同地運 行, 因而有時包括 n 型或 p 型泄漏晶體管的監控電路可能是比其他類型的更優選的, 所以除 了基于 PFET 泄漏的傳感器以外或者替代基于 PFET 泄漏的傳感器而提供基于 NFET 泄漏的 傳感器是有用的。例如, 如果在集成電路的具有比其他類型多的一種電荷載體型晶體管的 區域中放置監控電路, 則可以選擇具有支配型泄漏晶體管的監控電路。 至少一個 n 型晶體管具有耦合至地電壓的門極。這意味著 n 型晶體管永久性地設 置在泄漏模式下, 使得基本上只有經過 n 型晶體管的電流是泄漏電流。這避免了供應給 n 型晶體管的門極電壓的變化, 因而能夠使用簡單電路進行溫度測量。
     至少一個反相級還可以包括用于對電容元件充電的至少一個上拉晶體管。 然后將 會通過交替地使用經過至少一個 n 型泄漏晶體管的泄漏使電容元件放電以及使用上拉晶 體管對電容元件充電而產生振蕩信號。
     至少一個反相級還可以包括緩沖器, 其配置為輸出振蕩信號值到下一反相級, 并 且緩沖器可以配置為當電容元件充電或放電超過閾值電荷電平時使振蕩信號值在高值和 低值之間切換。由于當電容元件部分地充電或放電時, 緩沖器防止將振蕩信號值設置為中 間值, 所以這是有用的。 這確保將緩沖器下游的晶體管完全導通或完全關斷, 因此避免了振 蕩信號中的亞穩定性。
     由于電容元件的至少一部分可以由緩沖器的一部分形成, 所以緩沖器的形成還是 有用的。這意味著電容元件在本質上不必是電容器, 而是可以由已經提供為輸出振蕩信號 值的緩沖器的一部分形成。這幫助將電路面積和門電路數量保持為低。例如, 在緩沖器的 一個門電路中的硅上金屬接口具有一定量的電容值, 因而可以形成電容元件。緩沖器中的 導線也可以具有一些電容值。 電容元件還可以由緩沖器的一部分與該反相級的其他元件結 合而形成。
     在一個實施方式中, 至少一個反相級包括反相器, 其配置為輸出振蕩信號值到下 一反相級, 并且反相器可以配置為當電容元件充電或放電超過閾值電荷電平時使振蕩信號 值在高值和低值之間切換。與包括緩沖器的實施方式一樣, 該反相器確保將提供給下一反 相級的振蕩信號設定為高值或低值, 而不是中間值。然而, 與緩沖器不同, 反相器在將信號 值輸出至下一級時還將其反相。在電路中的一些點上這是有利的, 由于一些信號脈沖的寬 度增加, 這可以使得能夠更容易地測量信號傳播經過環形振蕩器的相對定時。
     電容元件的至少一部分可以由反相器的一部分形成。與緩沖器一樣, 例如其可以
     由晶體管中的硅上金屬接口或者形成一部分反相器的導線而形成。 電容元件還可以包括多 個元件, 一些在反相器中, 并且一些在反相級的其余部分中。
     傳播經過環形振蕩器的振蕩信號的振蕩周期應該在可測量的范圍內。 如果電容元 件不具有足夠的電容值以提供可測量的振蕩周期 ( 例如, 如果經過泄漏晶體管的泄漏特別 地高, 或者如果使用快速切換晶體管 ), 則可以提供延遲元件從而將振蕩周期增加至可測量 的范圍。該延遲元件使振蕩信號經過至少一個反相級的傳播延遲。這意味著具有較低分辨 率的計數器可以用于測量振蕩周期, 因而可以減少計數器上的功率消耗。
     在一個實施方式中, 電容元件可以包括 :
     主要電容部分 ;
     至少一個附加電容部分 ; 以及
     至少一個傳輸門電路, 每個傳輸門電路配置為選擇性地將相應的附加電容部分設 置在激活模式下, 在該模式中所述泄漏電流對所述相應的附加電容部分充電或放電 ;
     其中所述電容元件的電容值取決于當前設置在所述激活模式下的所述至少一個 附加電容部分的數量。
     在這樣的實施方式中, 可以提供具有可變電容值的電容元件, 從而能夠調節振蕩 周期的范圍。可以通過選擇性地切換為信號通道的相應附加電容部分而改變電容值, 從而 補充由主要電容部分提供的電容值。通過切換對應的傳輸門電路, 可以單獨地將每個附加 電容部分設置在激活狀態下, 其中泄漏電流對附加電容部分充電或放電。當一個或多個附 加電容部分處于激活狀態下時, 在主要電容部分中積聚或從主要電容部分消散較少的電 荷, 因而主要電容部分比沒有附加電容部分處于激活狀態下的時候更緩慢地充電或放電。 因此, 主要電容部分耗費更長的時間以充電或放電超過閾值電平而用于觸發級輸出信號的 切換, 因而振蕩周期變得更長。因此, 通過將單獨的電容部分切換為處于或脫離激活狀態, 可以改變振蕩周期的長度。這可以用于調整振蕩周期的幅度, 從而使得可以使用具有給定 計數器分辨率的計數器來測量它。此外, 針對快速或低速集成電路可以進行一些充電時間 調整, 并且使那些電路的延遲與更多典型電路一致。
     在一個實施方式中, 電容元件可以包括 :
     第一電容元件, 其配置為依靠于所述泄漏電流而充電或放電 ; 以及
     第二電容元件, 其配置為一旦所述第一電容元件已經充電或放電超過閾值電荷電 平, 則依靠于附加泄漏電流而充電或放電 ; 其中 :
     所述振蕩周期取決于所述第一電容元件充電或放電的速度以及所述第二電容元 件充電或放電的速度 ; 并且
     所述運行參數控制所述泄漏電流的幅值和所述附加泄漏電流的幅值, 使得所述振 蕩周期指示所述運行參數。
     第一和第二電容元件被配置為使得當第一電容元件充電或放電超過閾值電荷電 平時, 第二電容元件開始充電或放電。振蕩周期取決于用于將第一和第二電容元件充電或 放電超過各自的閾值電平的總時間。這意味著用于使信號傳播經過反相級的總時間更長, 因而可以將振蕩周期增加至可測量的水平。應該理解到, 可以以這樣的方式設置多于兩個 的電容元件, 使得當在前的電容元件已經達到預定的閾值電荷電平時, 每個相繼的電容元 件開始充電或放電。串聯設置越多的電容元件, 傳播延遲越長, 因而振蕩周期越長。在一個實施例中, 第一電容元件依靠于泄漏電流而充電, 而第二電容元件依靠于 附加泄漏電流而放電。在該配置中, 相對簡單的電路可以提供可測量的振蕩周期。
     第一電容元件可以包括門控晶體管的門極接口, 并且該門控晶體管可以配置為一 旦該門極接口已經充電或放電超過閾值電荷電平, 則允許第二電容元件充電或放電。在該 實例中, 一旦門極接口已經充電或放電超過閾值電荷電平, 則門控晶體管導通或關斷, 因此 觸發第二電容元件開始充電或放電。因此, 門控晶體管確保直至第一電容元件已經達到閾 值電荷電平, 第二電容元件才開始充電或放電。
     第二電容元件可以包括至少一個反相器。 該反相器具有與其相關聯的一定數量的 電容值。 使用越多的反相器以形成第二電容元件, 第二電容元件的電容值越大, 并且因此對 第二電容元件總體上充電所耗費的時間越長。
     監控電路可以包括用于測量振蕩信號的振蕩周期的測量電路。因此, 測量的振蕩 周期可以用于計算集成電路的運行參數。
     可替換地, 可以從監控電路輸出振蕩信號用于外部測量電路進行的分析。 例如, 被 監控的集成電路的處理器可以測量振蕩信號的振蕩周期。
     所述電路可以包括校準電路, 其用于執行校準, 從而使測量的振蕩周期值與運行 參數值具有相關性。盡管非校準的測量電路可以給出運行參數的相對指示 ( 即, 在第一時 刻的運行參數是否大于或小于在第二時刻的運行參數 ), 但是為了提供運行參數的絕對值 需要校準。
     從另一方面看, 本發明提供一種集成電路, 其包括至少一個如上所述的監控電路。 可以假定監控電路的運行參數與集成電路的附近部分的運行參數相關, 因而監控電路可以 用于監控集成電路的狀態。由于集成電路中的運行狀態可以具有一些局部變化, 所以在芯 片上的不同位置放置多于一個監控電路使得能夠監控局部運行參數。
     從再另一方面看, 本發明提供一種監控系統, 其包括 :
     (i) 第一環形振蕩器電路, 其配置為產生第一振蕩信號, 所述第一環形振蕩器電路 包括多個串聯連接的第一反相級, 其中至少一個所述第一反相級包括 :
     (a) 至少一個 p 型泄漏晶體管, 其配置為在第一泄漏模式下運行, 在該模式中基本 所有經過所述至少一個 p 型泄漏晶體管的電流是第一泄漏電流 ; 和
     (b) 第一電容元件, 其配置為依靠于所述第一泄漏電流而充電, 所述第一振蕩信號 的第一振蕩周期取決于所述第一電容元件充電的速度 ; 以及
     (ii) 第二環形振蕩器電路, 其配置為產生第二振蕩信號, 所述第二環形振蕩器電 路包括多個串聯連接的第二反相級, 其中至少一個所述第二反相級包括 :
     (c) 至少一個 n 型泄漏晶體管, 其配置為在第二泄漏模式下運行, 在該模式中基本 所有經過所述至少一個 n 型泄漏晶體管的電流是第二泄漏電流 ; 和
     (d) 第二電容元件, 其配置為依靠于所述第二泄漏電流而放電, 所述第二振蕩信號 的第二振蕩周期取決于所述第二電容元件放電的速度 ;
     其中所述運行參數控制所述第一泄漏電流和所述第二泄漏電流的幅值, 使得所述 第一振蕩周期和所述第二振蕩周期指示所述運行參數。
     當制造硅晶體管時, 例如溫度或濕度變化的工藝變化可能導致硅中的摻雜濃度 ( 以及因此電子或空穴遷移率 ) 在各個晶體管中不同。這意味著晶體管在導通和關斷狀態之間切換的速度可以在各個晶體管中不同。此外, 在芯片 P 型晶體管的一些部分中可能比 n 型晶體管切換地更迅速, 或者反之亦然。 “工藝角” 是芯片的一個區域, 其中晶體管以不同 于芯片的另一個區域中的晶體管的速度進行切換。可以將工藝角分為下列類型 : TT( 典型 n 型, 典型 p 型 ), SS( 低速 n 型, 低速 p 型 ), FF( 快速 n 型, 快速 p 型 ), SF( 低速 n 型, 快 速 p 型 ) 和 FS( 快速 n 型, 低速 p 型 )。對于 SF 或 FS 角, p 和 n 型晶體管以不同的速度切 換。這意味著使用 n 型泄漏晶體管的監控電路將會與使用 p 型泄漏晶體管的監控電路不同 地運行。通常, 具有對應于較低速切換電荷載體型的泄漏晶體管的監控電路將提供更精確 的結果 ( 因為具有固定計數頻率的計數器在每個振蕩周期中對于較低速切換電荷載體型 將比較快速切換電荷載體型測量更多的計數 )。然而, 因為工藝變化是隨意的, 并且因此工 藝角的位置是不可預知的, 所以不能預先確定監控電路會使用哪種類型。 因此, 提供包括具 有 p 型泄漏晶體管的第一環形振蕩器電路和具有 n 型泄漏晶體管的第二環形振蕩器電路的 監控系統是有用的。 可以在制造過程中, 在可以知道將會產生哪種角類型之前, 在集成電路 上提供該監控系統。在使用過程中, 則可以選擇第一振蕩周期或第二振蕩周期。
     監控系統還可以通過同時使用 n 型和 p 型環形振蕩器電路來測量振蕩周期, 然后 比較使用測量的振蕩周期而確定的運行參數值, 而用于識別高度偏斜的角 (SF 或 FS)。當 從基于 n 型和 p 型泄漏的電路獲得的運行參數值明顯不同時, 可以識別 SF 或 FS 角。如果 確定監控電路中的硅具有高度偏斜的角類型, 則集成電路的周圍部分可能具有相同的角類 型。 從另一方面看, 本發明提供一種用于監控集成電路的運行參數的監控電路, 所述 監控電路包括 :
     環形振蕩器裝置, 其用于產生振蕩信號, 所述環形振蕩器裝置包括多個串聯連接 的反相級裝置 ;
     其中至少一個所述反相級裝置包括 :
     (a) 至少一個泄漏晶體管裝置, 其用于在泄漏模式下運行, 在該模式中基本所有經 過所述至少一個泄漏晶體管裝置的電流都是泄漏電流 ; 和
     (b) 電容裝置, 其用于依靠于所述泄漏電流而充電或放電, 所述振蕩信號的振蕩周 期取決于所述電容裝置充電或放電的速度 ;
     其中所述運行參數控制所述泄漏電流的幅值, 使得所述振蕩周期指示所述運行參 數。
     從另一方面看, 本發明提供一種用于監控集成電路的運行參數的方法, 所述方法 包括下列步驟 :
     使用環形振蕩器電路產生振蕩信號, 該環形振蕩器電路包括多個串聯連接的反相 級, 至少一個所述反相級包括至少一個泄漏晶體管和電容元件 ;
     使所述至少一個泄漏晶體管在泄漏模式下運行, 在該模式中基本所有經過所述至 少一個泄漏晶體管裝置的電流都是泄漏電流 ; 以及
     依靠于所述泄漏電流而使所述電容元件充電或放電, 所述振蕩信號的振蕩周期取 決于所述電容元件充電或放電的速度 ;
     其中所述運行參數控制所述泄漏電流的幅值, 使得所述振蕩周期指示所述運行參 數。
     從再一個方面看, 本發明提供一種校準用于監控集成電路的運行參數的環形振蕩 器電路的方法, 該方法包括下列步驟 :
     使用在已知運行參數值運行的所述環形振蕩器電路執行如上所述的監控集成電 路的運行參數的方法 ;
     測量指示所述振蕩周期的量 ;
     依靠于測量的所述量和所述已知運行參數值而計算至少一個校準系數 ; 以及
     存儲所述至少一個校準系數, 用于在監控到未知運行參數值時使用。
     使用校準而基于測量的振蕩周期值確定絕對的運行參數值。為了校準監控電路, 環形振蕩器電路在已知運行參數值運行, 并且在該已知運行參數值下測量指示振蕩周期的 量。 使用測量的量和已知運行參數值, 計算至少一個校準系數并將其存儲, 用于在將來監控 到未知運行參數值時使用。
     從另一方面看, 本發明提供一種用于確定集成電路的未知運行參數值的方法, 其 包括下列步驟 :
     使用在所述未知運行參數值運行的所述環形振蕩器電路執行如上所述的監控集 成電路的運行參數的方法 ; 測量指示所述振蕩周期的量 ; 以及
     使用所述量和至少一個預定的校準系數而計算所述未知運行參數值。
     為了獲得未知參數值的測量, 環形振蕩器電路在未知參數值運行, 測量指示振蕩 周期的量, 并且使用測量的量和已經在校準過程中存儲的至少一個預定的校準周期而計算 未知運行參數值。
     在上述校準和確定方法中, 指示振蕩周期的量可以是例如逐漸增加直至振蕩信號 值在高態和低態之間改變的計數器值。 在信號在高與低之間切換的時刻的計數器值是振蕩 周期的指示。 可替換地, 另一個指示振蕩周期的量, 例如振蕩信號的振蕩頻率可以被用作指 示振蕩周期的量。
     附圖說明
     將僅以實例的方式、 參照在附圖中說明的本發明的實施方式進一步描述本發明, 圖 1 示意性地說明了包括多個用于監控集成電路的運行參數的監控電路的集成其中 :
     電路 ; 圖 2 示意性地說明了場效應晶體管中的泄漏電流 ;
     圖 3 示意性地說明了基于 p 型泄漏的環形振蕩器電路的反相級 ;
     圖 4 說明了包括多個依照圖 3 的反相級的環形振蕩器電路 ;
     圖 5 是說明在圖 4 中所示例的環形振蕩器的不同點上振蕩信號的輪廓和相對定時 的波形圖 ;
     圖 6 示出了基于 n 型泄漏的環形振蕩器電路 ;
     圖 7 說明了其中提供反相器以為下一反相級提供振蕩信號的環形振蕩器電路 ;
     圖 8 示例了說明在圖 7 的環形振蕩器信號的不同點上振蕩信號的輪廓和相對定時 的波形圖 ;
     圖 9 說明了其中提供了具有可配置的電容的電容元件的環形振蕩器電路 ;
     圖 10 說明了環形振蕩器的反相級, 在該環形振蕩器中第一和第二電容元件串聯 耦合從而相繼地充電或放電 ;
     圖 11 說明了包括多個如圖 10 所示類型的反相級的環形振蕩器電路 ;
     圖 12 說明了示出在圖 11 中所示的電路的不同點上振蕩信號的相對時刻和輪廓的 波形圖 ;
     圖 13 說明了監控集成電路的運行參數的方法 ;
     圖 14 說明了測量的振蕩周期與溫度之間的關系 ;
     圖 15 說明了校準監控電路的方法 ;
     圖 16 說明了使用監控電路確定未知運行參數的值的方法 ;
     圖 17 說明了監控電路的真實溫度與使用被校準的監控電路獲得的測量溫度之間 的關系 ; 以及
     圖 18 說明了包括基于 p 型泄漏的環形振蕩器電路和基于 n 型泄漏的環形振蕩器 電路的監控系統。 具體實施方式 圖 1 示意性地說明了片上系統集成電路 2, 其包括多個經由系統總線 4 而互連的功 能單元 6、 8、 10、 12。功能單元包括處理器核心 6、 圖形處理單元 8、 數字信號處理器 10 和存 儲器 12。 應該意識到, 本技術能夠可應用于多種不同的集成電路, 并且功能單元的精確排列 并不重要。
     位于集成電路 2 內部的是多個監控電路 14、 16、 18、 20、 22。監控電路 16 位于處理 器 6 內部, 并且用于監控處理器 6 的運行參數。該運行參數可以是例如與用于減少泄漏電 流的低功率狀態相關的閾值電壓電平、 運行電壓、 運行溫度等等。以相似的方式, 將監控電 路 18、 20 嵌入在圖形處理單元 8 內部。進一步地將監控電路 14、 22 設置在集成電路 2 上的 間隔位置上, 從而監控例如運行溫度和 / 或閾值電壓的參數。監控電路 14、 16、 18、 20、 22 中 的每一個包括根據如下所述的一個實施方式的環形振蕩器電路。
     應該理解到, 例如運行溫度的運行參數可能在集成電路 2 內部變化, 使得該集成 電路的一個特殊部分可能運行過熱, 而同時其他部分在可接受的溫度下運行。 因此, 與僅提 供一個監控電路相比, 在集成電路內部分布提供多個監控電路 14、 16、 18、 20、 22 提供了對 于不適當操作的更大程度的保護, 并且允許實現運行參數監控的更加精確和細密的水平。 此外, 集成電路 2 上的工藝變化、 例如排列、 摻雜、 層厚度等等中的變化可能導致在同樣的 集成電路內部的不同位置上出現不同的運行參數, 并且因此將多個監控電路 14、 16、 18、 20、 22 分布為遍及集成電路 2 使得能夠正確地感測到這樣不同的運行參數。
     圖 2 說明了經過場效應晶體管 30 的橫截面。場效應晶體管 30 包括源極區域 34、 漏極區域 38 和在源極區域 34 與漏極區域 38 之間延伸的溝道區域 40。由絕緣層 46 而與溝 道區域 40 分離的門極 42 被提供為控制在源極區域 34 與漏極區域 38 之間流動經過溝道區 域 40 的電流。溝道區域 40 和場效應晶體管 30 的其他部分形成在主體半導體區域 50 上。 將門極 42 保持在門極電位 VG 上, 將源極區域 34 保持在源極電位 VS 上, 并且將漏極區域 38 保持在漏極電位 VD 上。
     施加給門極 42 的電壓 VG 控制場效應晶體管 30 處于 “導通” 狀態還是 “關斷” 狀 態。當晶體管 30 處于 “導通” 狀態時, 電流在源極區域 34 與漏極區域 38 之間流動。當晶 體管 30 處于 “關斷” 狀態時, 通常將會認為在源極區域 34 與漏極區域 38 之間沒有電流流 動。然而, 由于例如量子隧道化的效應, 即使在晶體管 30 處于 “關斷” 狀態時, 也可能會有 有限數量的電流在源極區域 34 與漏極區域 38 之間穿過。該電流被稱為泄漏電流 52。
     由于當門極和源極之間的電壓差 (VG-VS) 低于閾值電平時出現泄漏電流, 所以可 以將該現象稱為低于閾值泄漏。當晶體管 30 處于泄漏模式時 ( 即晶體管處于 “關斷” 狀態 并且門極 - 源極電壓差低于閾值電平 ), 基本所有在源極區域 34 與漏極區域 38 之間穿過的 電流都是泄漏電流。泄漏電流與溫度和門極 - 源極電壓差成指數比例。因此, 通過將這些 運行參數中的一個保持為恒定, 可以將泄漏電流用作其他運行參數的指示器。
     圖 3 示出了用在用于提供基于泄漏的運行參數測量的環形振蕩器中的反相級 60 的實例。反相級 60 包括一個或多個泄漏晶體管 64, 一個或多個下拉晶體管 68 以及緩沖器 70。泄漏晶體管 64 被控制為在泄漏模式下運行。在該示例性實施方式中, 這通過將泄漏晶 體管 64 的門極耦合至電源軌 72 從而將 p 型泄漏晶體管 64 永久性地保持在其中基本所有 經過晶體管 64 的電流都是泄漏電流的 “關斷” 狀態下而完成。下拉晶體管 68 由使能信號 74 控制。下拉晶體管 68 耦合在緩沖器 70 與接地電源軌 76 之間, 而泄漏晶體管 64 耦合在 電源軌 72 與緩沖器 70 之間。
     在該實施方式中, 電容元件由形成緩沖器 70 的一部分 ( 例如在緩沖器輸入端上 ) 的一個或多個晶體管的硅上金屬接口形成, 并且還可以包括由反相級 60 的布線提供的電 容值。當使能信號 74 為高時, 則來自接地電源軌 76 的電流防止經過泄漏晶體管 64 的泄漏 電流對電容元件充電。一旦使能信號 74 切換為低值, 則下拉晶體管 68 關斷, 使得流經泄漏 晶體管 64 的泄漏電流對電容元件充電。盡管圖 3 示出了其中電容元件由泄漏電流充電的 設置, 但是可以設計可替換的電路, 其中泄漏電流改為使電容元件對地放電。
     可以使 PFET 泄漏晶體管 64 比 NFET 下拉晶體管 68 小, 從而確保當 NFET 下拉晶體 管 68 處于 “關斷” 狀態時, 經過 PFET 泄漏晶體管 64 的泄漏電流相對于經過更大的 NFET 下 拉晶體管 68 的泄漏電流處于支配地位。隨著泄漏電流流向電容元件, 電容元件逐漸充電。 緩沖器 70 被控制為每次電容元件充電或放電超過閾值電荷電平時切換級輸出信號 78。因 此, 當使能信號 74 從高切換為低時, 下拉晶體管 68 關斷, 并且在取決于流經晶體管 64 的泄 漏電流的延遲之后, 緩沖器 70 的輸出 78 從低值切換為高值。同樣地, 當使能信號從低切換 為高時, 下拉晶體管 68 導通, 并且由于電容元件迅速地對地放電, 緩沖器 70 將輸出信號 78 切換為低值。由于泄漏電流取決于例如溫度和電源電壓的運行參數, 所以經過反相級 60 的 信號傳播延遲 ( 其控制環形振蕩器電路的振蕩周期 ) 取決于運行參數。
     在圖 3 中示出兩個泄漏晶體管 64 和兩個下拉晶體管 68。 然而, 本發明不限于該數 量的晶體管, 而是可以使用任意數量的泄漏晶體管 64 和下拉晶體管 68。可以將多個泄漏 晶體管 64 并聯連接, 從而比使用單個泄漏晶體管 64 時提供更大數量的經過泄漏晶體管 64 的泄漏電流。為了比使用單個下拉晶體管 68 時提供更少數量的經過下拉晶體管 68 的泄漏 電流 ( 期望減少經過下拉晶體管 68 的泄漏數量, 因為否則該泄漏將會阻礙由經過泄漏晶體 管 64 的泄漏電流對電容元件的充電或放電 ), 可以如圖 3 所示將多個下拉晶體管 68 串聯連 接。圖 4 示出了包括多個反相級 82 的環形振蕩器電路 80。環形振蕩器也可以被稱為 張弛振蕩器。在該實施例中, 第一和第二反相級 82-1、 82-2 是如圖 3 所示的類型。將第一 反相級的緩沖器輸出 78-1 輸入至下一個反相級 82-2 的下拉晶體管 68-2 的門極。為了簡 明, 在每一級中已經示出單個的泄漏晶體管 64-1、 64-2 和單個的下拉晶體管 68-1、 68-2, 盡 管可以由如參照圖 3 所述的并聯的泄漏晶體管或疊層的下拉晶體管替代它們。
     環形振蕩器 80 的第三級包括 NAND 門電路 86。由 NAND 門電路 86 在 NAND 運算中 將使能信號 88 和第二反相級 82-2 的緩沖器 70-2 的輸出 78-2 結合。將 NAND 門電路 86 的 輸出循環作為下拉晶體管 68-1 的輸入。
     環形振蕩器電路 80 包括傳播經過電路的信號的三個反相。 首先, 泄漏晶體管 64-1 和下拉晶體管 68-1 的作用是將下拉晶體管 68-1 的門極輸入反相。其次, 第二反相級 82-2 的晶體管 64-2 和 68-2 將第一反相級 82-1 的緩沖器輸出 78-1 反相。另外, 當使能信號 88 為高時, NAND 門電路 86 將第二反相級 82-2 的緩沖器 70-2 的輸出 78-2 反相。然后將 NAND 門電路 86 的輸出循環作為下拉晶體管 64-1 的輸入。雖然在環形振蕩器 80 中提供具有三 個反相的三個級, 但是反相級 82 和反相的總數并不重要, 盡管圍繞環形應該有奇數個反相 從而使得在圍繞環形振蕩器 80 的任意點上的信號都將在高值和低值之間振蕩。由于當環 形振蕩器 80 具有更多級時信號將會耗費更長時間以傳播經過環形振蕩器 80, 所以反相級 的數量越多, 振蕩周期將會越長。
     使能信號 88 作用為控制振蕩器電路 80 是否產生振蕩信號。當使能信號 88 為低 時, 則 NAND 門電路 86 的輸出必須一直為高, 因而下拉晶體管 68-1 永久性地處于 “導通” 狀 態, 因此防止位于緩沖器 70 的電容元件充電超過接地電源電平。因此, 緩沖器輸出 78-1 將 會一直處于低電平, 因而第二反相級 82-2 將會使下拉晶體管 68-2 永久性地處于 “關斷” 狀 態, 因此允許由經過泄漏晶體管 64-2 的泄漏電流對至少部分地由緩沖器 70-2 形成的電容 元件充電。所有信號值將保持恒定, 因而不會有振蕩。
     另一方面, 當使能信號 88 為高時, 則 NAND 門電路 86 輸出依據于輸入至 NAND 門電 路 86 的值而振蕩的值。作為圍繞該環的奇數個反相的結果, 由環形振蕩器電路 80 產生振 蕩信號, 并且可以通過分析經過標記為圖 4 中的 A 至 E 的點中的一個點的信號而測量振蕩 信號的振蕩周期。 振蕩周期指示運行參數, 由于泄漏晶體管 64-1 和 64-2 耦合至電源軌 90, 所以在圖 4 的實施方式中運行參數將會是溫度。如果測量電源電壓作為運行參數, 則泄漏 晶體管 64 應該配備有獨立于電源軌 90 的門極電壓電源。在該情況下, 可以改變電壓, 因而 可以將電源電壓認為是可以由系統測量的運行參數。如果例如使用由集成電路 2 的一部分 產生的信號來供應給泄漏晶體管 64-1 和 64-2 的門極, 在該情況下監控電路 80 可以用于測 量所產生的信號的電壓電平, 則這可能是有用的。
     緩沖器 70 作用為使得當輸入信號 ( 與在相關的電容元件上積聚的電荷成比例 ) 上升超過緩沖器閾值電平時, 緩沖器 70 將其輸出信號 78 切換至高電平, 并且當輸入信號降 低到閾值電平以下時, 將輸出信號 78 切換至低電平。這樣, 緩沖器 70 避免使中間值轉到下 一個反相級, 因此確保將緩沖器 70-1 或 70-2 的下游的下拉晶體管 78-2 或 NAND 門電路 86 完全導通或完全關斷。
     圖 5 示出了顯示在環形振蕩器電路 80 的不同點上傳播的振蕩信號的輪廓和定時 的波形圖。圖 5 中的每個波形由一個字母標記, 并且指示在由圖 4 中的對應字母標記的點上發生的信號。波形 A 表示在緩沖器 70-1 的輸入附近的電容元件上的信號, 并且與在電容 元件上積聚的電荷成比例。波形 B 表示緩沖器 70-1 的輸出 78-1, 其被輸入至下拉晶體管 68-2。 當電容元件上的電荷 ( 波形 A) 超過閾值電平 Th1 時, 緩沖器輸出 78-1( 波形 B) 切換 至高電平, 并且當電荷低于閾值電平 Th1 時, 緩沖器輸出 78-1( 波形 B) 切換至低電平。波 形 C 表示在緩沖器 70-2 的輸入端上的信號, 并且與在第二反相級 82-2 的電容元件上積聚 的電荷成比例。波形 D 表示緩沖器 70-2 的輸出, 其被輸入至 NAND 門電路 86。此外, 緩沖 器 72-2 的輸出取決于緩沖器 70-2 上的電容元件被充電超過還是低于閾值電平 Th2。波形 E 表示 NAND 門電路 86 的輸出, 其被饋送作為下拉晶體管 68-1 的輸入。
     圖 5 假定將使能信號 88 保持在高電平上 ( 當使能信號 88 為低時, 將不會有振蕩 )。 在圖 5 所示的時間段的開始, NAND 門電路 86 的輸出為低 ( 參見圖 5 中的 E-1), 因而下拉晶 體管 68-1 處于 “關斷” 狀態。因此, 經過泄漏晶體管 64-1 的泄漏電流逐漸對緩沖器 70-1 中的電容元件充電 (A-1)。一旦電容元件充電超過閾值電平 Th1, 則緩沖器 70-1 將其輸出 78-1 切換為高電平 (B-1)。這使得下拉晶體管 68-2 導通, 其使第二反相級 82-2 的電容元 件放電 (C-1)。當電容元件放電超過閾值電平 Th2 時, 第二反相級 82-2 的緩沖器輸出 78-2 切換為低值 (D-1), 然后 NAND 門電路 86 將其輸出切換為高電平值 (E-2)。這又使第一反相 級 82-1 的下拉晶體管 68-1 導通, 并因此使第一反相級 82-1 的電容元件對地放電 (A-2)。 當電容元件放電超過電荷閾值電平 Th1 時, 緩沖器 70-1 將其輸出 78-2 設置為低值 (B-2)。 當緩沖器輸出 78-2 被設置為低值時, 下拉晶體管 68-2 切換為關斷狀態, 因此經過晶體管 64-2 的泄漏電流開始對第二反相級 82-2 中的電容元件充電 (C-2)。一旦第二反相級 82-2 的電容元件達到閾值電平 Th2, 則緩沖器輸出 78-2 切換回高值 (D-2), 然后其將 NAND 門電 路的輸出重新設置為低值 (E-3)。 然后該循環再次重復。 如果被監控的運行參數不變, 則振 蕩以圖 5 中所示的恒定周期重復。由于圖 5 中所示的每個信號的周期都相同, 所以可以在 電路中的任意點上測量振蕩信號的周期。在脈沖相對為方形并且寬的位置 ( 例如在 D 或 E 中 ) 測量振蕩周期可能是最簡單的。例如可以由計數技術測量周期。該周期給出了運行參 數的指示。
     在圖 5 的實例中, 閾值電平 Th1 和 Th2 都設置在與由電源軌 90 提供的電源電壓的 一半相等的電平上。然而, 這些閾值可以改變。由于改變閾值將會導致電容元件更迅速地 或更緩慢地達到閾值電平 Th1 或 Th2, 所以這將會改變在圖 5 中所示的那些波形的相關定時 和輪廓。
     圖 6 示出了圖 4 的環形振蕩器電路 80 的變形。 在圖 6 中, 環形振蕩器電路 100 基于 n 型泄漏而不是 p 型泄漏。環形振蕩器電路 100 同樣具有三個反相級 102-1、 102-2、 102-3。 然而, 這次第一和第二反相級 102-1、 102-2 中的每一個具有耦合在接地軌 110 與至少部分 地由緩沖器 70 提供的電容元件之間的 n 型泄漏晶體管 106。p 型上拉晶體管 114 耦合在電 容元件與電源軌 118 之間。在本實例中的泄漏晶體管 106 具有耦合至接地電源軌 110 的門 極, 而 p 型上拉晶體管 114 具有耦合至先前反相級 102 的輸出端的門極。圖 6 的環形振蕩 器 100 產生與圖 5 中所示的相似的振蕩, 但是此時是由經過 n 型晶體管 106-1 的泄漏電流 通過使電容元件逐漸放電而驅動振蕩, 并且在由先前級的輸出使 p 型晶體管 114 導通時, 將 電容元件充電至電源電平。因此, 我們可以從圖 4 和 6 中看出, 怎樣能夠提供基于 p 型泄漏 和基于 n 型泄漏的環形振蕩器 80、 100。圖 7 示出了環形振蕩器電路 120 的另一實例。環形振蕩器電路 120 與圖 4 中的相 似, 因此使用相同的參考數字標記相似的元件。環形振蕩器電路 120 與環形振蕩器電路 80 的不同之處在于使用反相器 124-1、 124-2 代替緩沖器 70-1、 70-2。 因此, 與環形振蕩器電路 80 中的三個反相相比, 在經過環形振蕩器電路 120 的單個通路上發生五個反相。
     圖 8 示出了在如圖 7 所標記的 V 至 Z 點上的信號的相對輪廓和定時。振蕩的機制 與關于圖 5 討論的相似。然而, 與圖 4 的緩沖器 70 相反, 當緩沖器輸入信號 ( 與在電容元 件上積聚的電荷成比例 ) 降低到閾值電平 Th1 或 Th2 以下時, 反相器 124 將它們的輸出信 號 128 切換為高電平, 并且當緩沖器輸入信號上升到閾值電平以上時, 將輸出信號 128 切換 為低電平。這意味著如圖 8 所示的信號具有不同的形狀。通過比較圖 5 和圖 8, 我們可以看 出, 圖 8 的部分 W 中的脈沖如何相對較寬, 并且不是像圖 5 的部分 B 中一樣的尖的假脈沖。 這意味著在圖 7 的實施方式中, 更容易使用點 W 處的信號測量振蕩周期。相反地, 在點 Y 和 Z 處的信號是比在圖 5 所示的點 D 和 E 處的信號更窄和更小的方形。
     應該理解到, 圖 7 的反相器 124-1、 124-2 也可以使用圖 6 的 n 型實施方式。在該 情況下, 將會由經過如圖 6 中的 n 型泄漏晶體管 106-1 的泄漏電流使電容元件放電, 而不是 由經過如圖 7 和 8 所示的 p 型泄漏晶體管 64-1 的泄漏電流對電容元件充電。 圖 9 示出了環形振蕩器 140 的實施方式, 其中提供了具有可配置的電容值的電容 元件 141。 環形振蕩器電路 140 具有至少一個反相級 ( 在本實施例中為第一反相級 82-1, 但 是可以以與級 82-1 相似的方式形成其他反相級 ), 其中電容元件配備有主要電容元件 70-1 和一個或多個附加電容元件 142-1、 142-2、 142-n。在本實例中, 主要電容元件 70-1 和每個 附加電容元件 142 形成為緩沖器的一部分, 但是也可以使用其他形式的電容。每個附加電 容元件 142-1、 142-2、 142-n 與相應的傳輸門電路 146-1、 146-2、 146-n 相關聯, 這些傳輸門 電路響應于控制信號而選擇性地將每個附加電容元件切換為激活模式, 在該模式中經過泄 漏晶體管 64-1 的泄漏電流可以流向附加電容元件 142 或從附加電容元件 142 流出。可以 將傳輸門電路 146 控制為在需要時將單獨的附加電容元件 142 切換為激活模式, 從而暫時 地增加電容元件 141 總體的電容值。
     當將附加電容元件 142 設置在激活狀態下時, 在之前流向主要電容元件 140 的電 荷將會轉向附加電容元件 142 中的一個, 因此主要電容元件 70-1 將耗費更長的時間來充 電。可替換地, 在由泄漏電流使電容元件 141 放電的實施方式中, 泄漏電流將從附加電容 元件 142 而不是主要電容元件 70-1 移除一些電荷, 因此主要電容元件 70-1 將會更緩慢地 放電。在任一個情況下, 振蕩信號經過第一反相級 82-1 的傳播被延遲, 因此振蕩信號的周 期增長。因此, 附加電容部分可以被認為是延遲元件。盡管圖 9 說明了三個附加電容元件 142, 但是可以提供任意數量的元件 142 和相關的傳輸門電路 146。
     圖 10 示出了用在環形振蕩器電路中的可替換類型的反相級 150。 反相級 150 包括 下拉晶體管 152、 p 型泄漏晶體管 156、 門控晶體管 160 和負載 164。將負載 164 的輸出輸入 至電平移動器 170。 門控晶體管 160 例如在其門極接口中具有一些固有的電容值, 因此起到 第一電容元件的作用, 其由泄漏經過泄漏晶體管 156 的泄漏電流而充電。 當下拉晶體管 152 導通時, 門控晶體管 160 中的電容元件最初對地放電, 但是當下拉晶體管 152 關斷時, 經過 泄漏晶體管 156 的泄漏電流緩慢地對門控晶體管 160 上的電容元件充電。當在第一電容元 件上積聚的電荷達到閾值時, 將門控晶體管 160 關斷, 因此由負載 164( 當門控晶體管 160
     處于導通狀態時, 其已經被保持在高值 ) 的電路元件形成的第二電容元件開始放電。例如, 負載 164 可以包括如圖 10 所示的一串反相器, 并且反相器的元件將會具有一定量的電容值 的部分。可以使用其他形式的負載代替反相器。負載 164 耦合至地, 因此由泄漏經過形成 負載 164 的部件的附加泄漏電流而逐漸放電。電平移動器 170 被提供為每次負載 164 上的 電荷超過閾值時觸發, 因此確保具有高值或低值而不是中間值的信號傳播經過到下一個反 相級。
     使用圖 10 的反相級 150, 經過級 150 的傳播延遲比經過圖 3 的反相級 60( 提供的 兩個反相級由以相同速度切換的晶體管形成 ) 的傳播延遲長。這是因為兩個電容元件連續 地充電或放電, 因此信號經過該級的時間取決于經過泄漏晶體管 156 的泄漏電流和從負載 164 到地的泄漏電流。第二電容元件 ( 例如負載 164) 可以被認為是延遲元件。因此可以使 振蕩慢下來。 在某些實施方式、 例如在使用快速切換部件的實施方式中, 由于在這樣的情況 下它可以幫助確保振蕩周期在可測量的范圍內, 所以這可能是有用的。當使用較慢切換部 件時, 圖 3 的反相級 60 的振蕩周期可能是足夠的。
     盡管已經在圖 10 中說明了 p 型泄漏的實施方式, 也可以開發在與圖 10 相似的原 理上運行的 n 型泄漏的實施方式。同樣地, 盡管已經將兩個電容元件鏈接在一起從而相繼 地充電或放電, 但是可替換地可以設置三個或多個電容元件, 使得當先前電容元件已經達 到閾值電荷電平時, 每個電容元件開始充電或放電, 并且一旦串聯電容元件的最后一個已 經達到其閾值電荷電平, 則反相級 150 的輸出切換。
     圖 11 示出了用作環形振蕩器電路 180 的一部分的反相級 150 的實例。在本實例 中, 環形振蕩器電路 180 由兩個如圖 10 中所示形成的反相級 150-1、 150-2 和具有 NAND 門電 路 86 的第三反相級 150-3 形成。在圖 11 的實例中, 負載 164 再次顯示為多個反相器 ( 注 意, 可以將任意數量的反相器用作負載 164)。 振蕩信號以在圖 12 中示例的波形傳播經過該 系統。波形 L、 M 和 N 說明了在圖 11 中標記的對應點上的信號的形式。
     當下拉晶體管 152-1 關斷時, 由經過泄漏晶體管 156-1 的泄漏電流對第一電容元 件充電 ( 參見圖 12 中的 L-1)。直至門控晶體管 160-1 中的第一電容元件達到閾值電平 Th1, 門控晶體管 160-1 保持導通, 因此第二電容元件處于充電狀態 (M-1)。 當第一電容元件 充電超過閾值電平 Th1 時, 門控晶體管 160-1 關斷, 并且第二電容元件 ( 例如負載 164-1 的 一部分 ) 逐漸對地放電 (M-2)。當第二電容元件放電到低于閾值 Th2 時 (N-1), 將反相級的 輸出切換為低值。然后振蕩信號傳播經過環形振蕩器 180, 因此使下拉晶體管 152-1 導通。 這使第一電容元件放電 (L-2), 使門控晶體管 160-1 導通, 因此對第二電容元件充電 (M-3)。 這導致將級輸出設置為高值 (N-2)。
     第二反相級 150-2 以與第一反相級 150-1 相同的方式運行。該循環反復從而產生 具有如圖 12 所示周期的振蕩信號, 該周期可以被測量并且被用作運行參數的指示。
     注意到, 與圖 4 的環形振蕩器電路 80 的反相級 82-1、 82-2 相比, 盡管已經將附加 延遲元件添加至圖 11 的環形振蕩器電路 180 的反相級 150-1、 150-2, 但是在圖 12 的實例 中的振蕩周期大約為 50ns, 比如圖 5 的實例中所示的大約 2μs 的周期短。這是因為在圖 5 和 12 中所示的仿真結果是對于不同的技術庫計算的。圖 5 示出了對于 32nm 低功率過程的 實施例仿真結果, 其中的泄漏少因此振蕩周期相對大, 而圖 12 示出了對于 40nm 通用過程的 實施例仿真結果, 其中與圖 5 的相比, 泄漏相對大因此振蕩周期相對短。在例如通用過程的高泄漏系統中, 為了增加振蕩周期使其處于可測量的范圍內, 由負載 164-1、 164-2 提供的 額外延遲元件是有用的。
     在上述實施方式中, 電容元件已經形成為緩沖器、 反相器或晶體管的一部分。然 而, 應該理解到, 也可以提供專用的電容器。同樣地, 實際上任何電路元件都具有有限量的 電容值, 因此實際上電容元件不由任何一個元件形成, 而是事實上分布在電路的不同元件 中。
     在到目前為止所描述的每個環形振蕩器的實施方式中, 監控電路可以包括用于測 量由環形振蕩器產生的信號的振蕩周期的測量電路, 和用于校準監控電路測量的校準電 路。 例如, 在圖 6 中, 可以提供測量 / 校準電路 200, 用于測量緩沖器 70-2 與 NAND 門電路 86 之間的點上的信號, 并且校準該系統從而使周期與運行參數值之間具有相關性。電路 200 的測量部分例如可以包括計數器。
     可替換地, 在到目前為止所描述的任意實施方式中, 可以在監控電路外部提供測 量電路, 作為被監控的集成電路 2 的一部分。例如, 微處理器 6 可以執行測量計算。微處理 器 6 還可以包括用于執行校準操作的校準電路, 使得被測量的振蕩周期值能夠與被測量的 溫度或電源電壓的值相關。
     圖 13 說明了監控集成電路的運行參數的方法。在步驟 300 中, 泄漏晶體管在泄漏 模式下運行, 在該模式中大部分經過泄漏晶體管的電流是泄漏電流。 例如, 這可以通過為泄 漏晶體管提供適當的門極 - 源極電壓差而完成。然后, 在步驟 310 中, 使用泄漏電流對電容 元件 ( 或者在圖 9 和 11 中所示的實例中, 多個電容元件 ) 充電或放電。盡管在大多數上述 實施方式中依靠于泄漏電流而對電容元件充電, 但是也可以設計其中泄漏電流使電容元件 放電的電路配置。在步驟 320 中, 環形振蕩器 80、 100、 120、 140、 180 產生振蕩信號, 其具有 取決于電容元件充電或放電的速度的周期。該充電或放電的速度取決于泄漏電流, 因此振 蕩周期是運行參數的指示器。
     圖 14 示出了使用環形振蕩器電路測量的周期怎樣取決于溫度的實例。泄漏電流 與溫度成指數比例, 因此測量的振蕩周期的對數與溫度成線性比例, 如圖 14 的曲線圖所 示。溫度 (T) 與振蕩周期 (D) 之間的關系具有 D = A*exp(B*T) 的形式。然而, 精確的關系 取決于被監控的集成電路 2 的工藝角類型 ( 參見圖 14, 其示出了對于 FF、 TT 和 SS 角所獲得 的仿真結果 )。 這意味著為了計算絕對溫度值, 應該確定對于在集成電路 2 上呈現的角類型 的具體周期 - 溫度關系。這可以通過校準監控電路而完成。我們可以從圖 14 看出, B( 當 ln(D) 相對于溫度 T 被描繪時的梯度 (gradient)) 對于每個角類型大致相同。這意味著可 以假定 B 為恒定值, 因此校準所需的全部就是尋找乘法系數 A 的值。
     圖 15 說明了校準監控電路的方法, 該監控電路包括如上述任何一個示例性實施 方式中所示的環形振蕩器。在步驟 350 中, 環形振蕩器根據圖 13 的方法在已知運行參數值 T0 運行。在步驟 360 中, 測量指示振蕩周期 D 的量。該量可以是例如以秒測量的振蕩周期 本身, 或者可以是振蕩頻率的指示。在步驟 370 中, 使用公式 A = D*exp(-B*T0) 計算校準 系數 A, 其中 B 是對于所有角類型假定為恒定的梯度值。 如果在步驟 360 中已經測量了除振 蕩周期以外的量, 則在用于步驟 370 中的公式之前應該將該量轉換為振蕩周期 D。最后, 在 步驟 380 中, 將計算的校準系數 A 存儲, 用于在進行測量時使用。例如, 在集成電路 2 上提 供的寄存器或存儲器可以存儲校準系數 A。圖 16 說明了使用監控電路測量運行參數的方法, 該監控電路包括根據前述一個 實施方式所述的環形振蕩器電路。在步驟 400 中, 使用圖 13 的方法, 使環形振蕩器電路在 未知運行參數值 T 運行。當環形振蕩器電路在未知運行參數值運行時, 測量指示振蕩周期 D 的量。在步驟 420 中, 周期 D 用于利用公式 T = 1/B*ln(D/A) 而計算未知運行參數值 T, 其中 B 是對于所有硅角類型假定為恒定的梯度值, 并且 A 是在校準過程中確定的取決于角 的校準系數。因此, 值 T 是環形振蕩器電路的電流運行參數的評估, 因此可以與將環形振蕩 器電路所基于的集成電路 2 的附近部分的未知運行參數相關。在測量除周期 D 以外的量的 情況下, 應該將該量轉換為周期 D 從而用于上述公式。
     在圖 15 的步驟 370 中用于計算校準系數 A 的公式和在圖 16 的步驟 420 中用于計 算未知參數 T 的公式僅是例子, 并且可以使用其他形式的公式。然而, 應該保持周期與運行 參數之間的指數關系。
     圖 17 示出了本技術的監控電路的仿真結果。說明了實際溫度與由監控電路測量 的溫度之間的關系, 其中假定已經在 20℃下校準了監控電路。對于 SS、 TT 和 FF 的角類型, 以 20℃的間隔顯示了仿真結果。隨著溫度變得更加遠離 20℃, 對于不同角類型的結果出現 分叉。然而, 可以通過執行如圖 15 所示的校準操作而指引該分叉, 從而確定哪種周期 - 溫 度關系最適合于具體的監控電路。
     同樣地, 圖 15 示出了隨著溫度變得更加遠離 20℃的校準點, 從監控電路導出的溫 度稍微偏離實際溫度。然而, 導出的溫度足夠精確以提供有用的測量。在圖 15 中的最壞情 況的誤差是 ±7℃。對于例如上述環形振蕩器的小型的、 低成本的并且低功率的監控電路, 精度是可接受的。在任何情況下, 精度僅在相對遠離校準點的溫度下減少。如果對于具體 的監控電路關心 100-120℃的范圍, 則校準點可以改為 100 與 120℃之間的某處, 從而在關 心的范圍內改進測量的精度。
     可以以多種方式使用由監控電路提供的運行參數測量。例如, 圖 1 中的監控電路 14、 16、 18、 20、 22 可以用于控制熱量節流, 其中如果集成電路 2 的某些區域變得過熱則將提 供給這些區域的電源切斷。這防止了在熱擊穿的情況下芯片熔化。
     同樣地, 監控電路 14、 16、 18、 20、 22 可以用于控制集成電路的區域的功率門控, 從 而將集成電路 2 的某些部分設置在節能狀態下。這是有用的, 因為該功率門控的效力對溫 度敏感, 因此監控電路 14、 16、 18、 20、 22 可以提供在集成電路 2 的不同部分上的局部溫度的 指示。功率控制器可以決定何時使用監控的運行參數將集成電路 22 的一部分設置為節能 狀態, 例如估量與使用可以由將集成電路 2 的一部分設置為節能狀態而獲得的節約功率將 該部分從節能狀態喚醒所需的時間相關的加工成本。由于泄漏電流 ( 并且因而功率消耗 ) 與溫度成指數比例, 所以功率控制器的成本分析功能可以設置為相對于較冷部分偏向于將 集成電路 2 的較熱部分設置為低功率狀態。
     圖 18 示出了監控系統 500, 其包括與圖 4 所示的實施方式相同的基于 p 型泄漏的 監控電路 80 和包括根據圖 6 所示的環形振蕩器電路 100 的基于 n 型泄漏的監控電路。提 供這樣的結合的 p 型和 n 型傳感器使得能夠在 PFET 和 NFET 泄漏測量之間進行選擇, 當集 成電路 2 中出現工藝角時這可能是有用的。由于工藝角是不可預知的, 所以提供結合 PFET 和 NFET 的系統 500 使得能夠在由不同類型的環形振蕩器產生的第一和第二振蕩測量之間 進行選擇。由于當使用兩種類型的環形振蕩器電路 80、 100 確定明顯不同的振蕩周期時, 可以識別 SF 和 FS 角中的一個, 所以監控系統 500 還可以用于識別高度偏斜的 SF 或 FS 角。 可 替換地, 可以將由電路 80 和 100 使用的振蕩信號周期測量取平均, 從而提供不基于具體的 晶體管類型的測量。代替環形振蕩器電路 80、 100, 還可以在監控系統 500 中將如圖 7、 9或 11 中所示的環形振蕩器實施方式的各個 p 型和 n 型版本結合。
     盡管已經在這里描述了具體實施方式, 但是應該理解到, 本發明不限于此, 并且可 以在本發明的范圍內對其進行多種改進和添加。例如, 可以使下面的從屬權利要求的特征 與獨立權利要求的特征進行各種結合, 而不會背離本發明的范圍。

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運行 參數 監控 電路 方法
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